自动控制原理实习报告

自动控制原理实习报告

《自动控制原理》课程设计

[设计结果]

任务一：双容水箱对象的建模、仿真、控制系统分析与设计 1．建立二阶水箱液位对象模型

(1)用机理建模（白箱）方法建立系统模型并线性化

非线性模型建立：控制作用为U控制调节阀LV1001的开度，从而控制第1个水箱的液位H1和第2个水箱的液位H2，控制作用U和调节阀管道上的流量之间的关系为Q1=K1*U1，建立该二阶水箱的状态空间表达式描述的数学模型

dH11(K1U1QdK2U2H1)dtA1dH21(K2U2H1K3U3H2)dtA2yH2

模型线性化：对微分方程进行增量化，并在工作点处进行线性化 首先求解工作点的系统参数

K1U1QdK2U2H10K2U2H1K3U3H20

然后对微分方程中的各变量用相应的增量代替

dH11(K1U1+QdQdK1U1K2U2H1H1)dtA1dH21(K2U2H1H1K3U3H2H2)dtA2 其次将上述微分方程进行线性化

dH11H1(K1U1+QdQdK1U1K2U2H1K2U2)dtA12H1dH21H1H2(K2U2H1K2U2K3U3H2K3U3)dtA22H12H2最后得到线性化的微分方程

dH11H1(QdK1U1K2U2)dtA12H1dH21H1H2(K2U2K3U3)dtA22H12H2

代入系统参数和工作点参数，忽略干扰Qd的影响，进行拉式变换得最终传递函数为

H1(s)1.202H2(s)1.466u(s)116s1，u(s)(116s1)128.2s1

(2)用试验建模（黑箱）方法辨识被控对象数学模型

对已稳态系统输入10%正负阶跃信号，采集数据得（红色曲线对应输入变量U，绿色与蓝色曲线分别对应输出变量H2与H1）其响应为下图：

10090807060504030201000500100015002000250030003500

图-1 系统数据采集曲线

分别采用适当方法对一阶系统

，二阶系统

进行辨识，确定其中

参。对于一阶系统采用10%正负阶跃响应，归一化后，取y=0.39，y=0.63两值，求解方程组可得其参数为表-1所列数据：

表-1 一阶系统辨识结果

K T 上行 1.3099 126 下行 1.0715 94 对二阶系统采用10%正负阶跃响应，归一化后，取y=0.4，y=0.8，求解超越方程组可得其参数为表-2：

表-2 二阶系统辨识结果

上行 下行 K 1.6037 1.3251 T1 84.9613 73.4496 T2 156.2424 134.4208 (3)通过仿真分析模型辨识的效果

分别对机理建模与试验建模所得系统进行系统仿真，由其仿真曲线与实际曲线对比，比较各自效果（绿色曲线对应机理建模结果，蓝色与红色曲线分别对应上行与下行辨识结果）

图-2 一阶系统仿真曲线

一阶系统机理建模与上、下行辨识结果不同原因分析： 1）、给定正、负阶跃信号对应管道阀门开度调大、调小。 2）、当给定10%正阶跃时，阀门开度变大，对应的管道阻力系数变小 ，损失减小，稳态值变大。阻力系数变小，系统达到稳定的时间增大，对应时间常数增大 ，上升时间，调节时间等均变大 ； 3）、当给定10%负阶跃时，相应的，阀门开度变小，对应的管道阻力系数变大 ，损失增大，稳态值变小。阻力系数变大，系统达到稳定的时间减小，对应时间常数减小 ，上升时间，调节时间等均减小 ；

3）在进行辨识时，不排除在读取或选取数据时也存在一定的误差，引起辨识得到的时间常数与机理建模的差别；

图-3 二阶系统仿真曲线

分析：二阶系统机理建模与上、下行辨识结果曲线不吻合原因同一阶系统分析结果。

2.根据建立的二阶水箱液位对象模型，在计算机自动控制实验箱上利用电阻、电容、放大器的元件模拟二阶水箱液位对象

其中R1=100.4kΩ，R2=100.5 kΩ，R3=200kΩ，R4=100.1 kΩ，R5=150.1kΩ，R6=200kΩ，C=10.4μF，C1=13.2μF.

将二阶系统传递函数T1与T2同时缩小80倍，选择器件搭建理论电路并测量各器件实际参数，计算得实际模拟电路传递函数

1.4970W(s) 21.9421s2.9042s13.通过NI USB-6008数据采集卡采集模拟对象的数据，测试被控对象的开环特性，验证模拟对象的正确性

对理论系统进行阶跃响应仿真，并与模拟系统阶跃响应对比（红色曲线对应理论系统阶跃响应仿真结果，蓝色曲线对应模拟系统阶跃响应结果）

图-4 模拟与理论对象阶跃响应曲线

分析：由图可知实际开环单位阶跃响应特性曲线与仿真的开环单位阶跃响应特性曲线几乎

重合，说明建立的模型与传函十分吻合,模拟对象的正确. 。

4.采用纯比例控制，分析闭环控制系统随比例系数变化时控制性能指标（超调量，上升时间，调节时间，稳态误差等）的变化，使用Matlab中 SISOTOOLS进行仿真分析，对比实际控制效果与仿真效果的差异，并进行分析

分别对不同K下的理论系统进行阶跃响应仿真，并与相应模拟系统阶跃响应进行对比（红色曲线对应理论系统阶跃响应仿真结果，蓝色曲线对应模拟系统阶跃响应结果）

图-5 P控制器阶跃响应曲线

图-5 P控制器K=5阶跃响应曲线 图-5 P控制器K=10阶跃响应曲线

图-5 P控制器K=100阶跃响应曲线

图-6 K=0.2根轨迹与伯德图 图-7 K=0.5根轨迹与伯德图

图-8 K=1根轨迹与伯德图

-9 K=2根轨迹与伯德图 图

图-10 K=5根轨迹与伯德图 图-11 K=10根轨迹与伯德图

图-12 K=100根轨迹与伯德图 K 0.2 0.5 1 2 5 10 100 超调量 0 0 5.90% 17.% 46.75% 70.32% - 调节时间Ts 3.81 3.39 3.91 3.55 4.51 7.73 - 稳态误差 0.7687 0.5650 0.3969 0.2493 0.1169 0.0659 -

表-3 P控制器不同参数下的性能指标

上升时间Tr 截止频率Wn 2. 2.51 1. 0.98 0.62 0.59 - NaN NaN 0.479 0.985 1.81 2.67 8.74 相角裕度 Inf Inf 112 72.8 44.5 31.2 9.77 注：调节时间取5% 分析闭环控制系统随比例系数变化时控制性能指标的变化：

1）、纯比例控制存在偏差，且随着控制作用的增强，偏差减小，但不会减小至0，即偏差始终存在； 2）、随着比例系数的增大，系统出现超调，Kp越大，超调量越大，同时上升时间，调节时间和稳态误差都减小，相角裕度减小，截止频率变大，可见，此时系统获得了较快的响应速度，但稳定性变差。

3)、当K增大到一定程度时，例如，K=100时，系统出现振荡，变得不稳定起来。

5.采用PI器，利用根轨迹法判断系统的稳定性，使用Matlab中 SISOTOOLS设计控制系统性能指标，并将控制器应用于实际模拟仿真系统，观测实际系统能否达到设计的性能指标

分别对不同K与Ti下的理论系统进行阶跃响应仿真，并与相应模拟系统阶跃响应进行对比（红色曲线对应理论系统阶跃响应仿真结果，蓝色曲线对应模拟系统阶跃响应结果）

图-13 PI控制器阶跃响应曲

对应的各自根轨迹为：

图-14 K=0.5，Ti=1根轨迹与伯德图

图-16 K=1，Ti=1根轨迹与伯德图

图-15K=0.5，Ti=2根轨迹与伯德图-17 K=1，Ti=2根轨迹与伯德图

图

图-18 Ti=5根轨迹与伯德图 图-19 Ti=50根轨迹与伯德图

图-20 Ti=100根轨迹与伯德图

表-4 PI控制器不同参数下的性能指标

K 0.5 Ti 1 超调量 21.90% 调节时间 8.07 稳态误差 0 上升时间 2.51 截止频率 0.529

相角裕度 44.5 0.5 1 1 0.5 0.5 0.5 2 1 2 5 50 100 0 42.30 % 12.80% 0 0 0 5.91 10.99 5.51 24.81 - - 0 0 0 0 0 0 4.35 1.35 1.79 16.65 - - 0.359 0.353 0.26 0.191 0.0225 0.0113 71.4 57.2 .1 103 135 137 注：调节时间取5% 分析闭环控制系统随比例系数和积分时间常数变化时控制性能指标的变化：

1）Ti相同时，接近于纯比例控制，Kp越大，超调量越大，上升时间，调节时间和稳态误差都减小，系统获得了较快的响应速度，但振荡明显增强，稳定性变差。

2）Kp相同时，积分时间Ti越大，上升时间越大，超调量越小，调节时间越大，稳态误差越小，由此可见，积分作用可以减小稳态误差，但使系统的响应速度减慢，不如纯比例控制及时；

3）当积分时间达到一定程度，系统反应迟钝。

6.采用PID控制，分析不同参数下，控制系统的调节效果，比较实际控制效果与仿真控制效果的差异，并分析原因

分别对不同K,Ti与Td下的理论系统进行阶跃响应仿真，并与相应模拟系统阶跃响应进行对比（红色曲线对应理论系统阶跃响应仿真结果，蓝色曲线对应模拟系统阶跃响应结果）

图-15 PID控制器阶跃响应曲线

图-16 K=0.3，Ti=1，Td=0.5根轨迹与伯德图 图-17 K=0.2，Ti=1，Td=0.5轨迹与伯德图

图-18 K=0.2，Ti=2，Td=0.5轨迹与伯德图 图-19 K=0.2，Ti=2，Td=5根轨迹与伯德图

表-5 PID控制器不同参数下的性能指标

K 0.3 0.2 0.2 0.2 5 5 5 Ti 1 1 2 2 1 5 10 Td 0.5 0.5 0.5 5 1 10 50 超调量 调节时间 稳态误差 上升时间 截止频率 相角裕度 12.2% 6.1% 0 0 6.6% 12.8% 11.2% 11.21 12.61 18.25 18.70 13.81 22.72 40.51 0 0 0 0 0 0 0 3.62 5.27 13.01 15.61 5.62 7.22 10.74 0.146 0.148 0.479 0.128 0.2 0.202 0.603 82.8 82.4 112 87.2 65.2 85.3 91.3 注：调节时间取5% 分析闭环控制系统随参数变化时控制性能指标的变化：

1）、由上表数据可以看出，比例作用和积分作用与比例积分作用效果相同。

2）、微分作用的输出与偏差变化的速度成正比。由上表，随着微分作用的增强，上升时间，调节时间增大，截止频率，相角裕度减小。根据偏差变化的趋势提前采取调节措施，即超前作用。 3）当Td选取过大时，系统响应中微分作用十分明显。 4）中 SISOTOOLS设计控制系统性能指标，并将校正环节应用于实际模拟仿真系统，观测实际系统能否达到设计的性能指标

分别对不同Ts与K下的理论系统进行阶跃响应仿真，并与相应模拟系统阶跃响应进行对比（红色曲线对应理论系统阶跃响应仿真结果，蓝色曲线对应模拟系统阶跃响应结果）

图-20 不同Ts与K下的阶跃响应曲线

图-21被校系统原根轨迹与伯德图

图-22 K=3，Tz=1.7，Tp=0.56轨迹与伯德图图

-23 K=5，Tz=2，Tp=1根轨迹与伯德 图

校正结果分析：

1）、校正前，系统稳态误差为0.401，截止频率0.479，相角裕度112.串联校正目的是改善稳态误差和截止频率；

(1.7s1)5*(2s1)2）、经计算，校正环节取C（s）为3*和。校正0.56s1s1后，系统的稳态误差大大减小，上升时间，调节时间也有显著减小，截止频率增大至2.26和2.59，相角裕度分别为60.1和42.1，接近于45的理想状态；

3）、校正的不足之处是，系统的超调量较原来有所增大， 当

(1.7s1)C（s）=3*时，超调量可达20%。

0.56s1

8.通过控制实验说明采样周期、开环增益对系统稳定性和稳态误差的影响

图-25 不同Ts与K下的阶跃响应曲线

图-26 Ts=1，K=1根轨迹与伯德图 图-27 Ts=1，K=2轨迹与伯德图

图-28 Ts=0.1，K=1轨迹与伯德图 图-29 Ts=0.1，K=2根轨迹与伯德图

表- P不同Ts，K下的性能指标

Ts 0.1 0.1 0.1 1 2 K 1 2 5 1 1 超调量 0 0 0 0 0 调节时间 7.00 6.92 6.91 7.50 17.23 稳态误差 0.484 1.988 6.471 0.484 0.484 上升时间 4.95 4.93 4.96 5.03 15.13 截止频率 0.479 0.985 1.81 0.479 0.479 相角裕度 112 72.8 44.5 112 112

注：调节时间取5% 分析采样周期、开环增益对系统稳定性和稳态误差的影响： 1）、当增益K不变时，改变采样周期Ts会对实验曲线产生影响。采样周期Ts越大，系统的稳态误差越大，稳定性越差，上升时间越长，与实际的仿真曲线越不吻合；。 2）、当采样时间Ts不变时，改变增益K同样会对实验曲线产生影响。增益K越大，系统的稳态误差越大，稳定性越差，其余特性接近于纯比例控制。

3)当Ts达到一定程度时，系统产生的曲线会严重偏离实际曲线，吻合度降低，显然，取样时间越小越好。

任务二：基于状态空间模型单级倒立摆控制系统设计

T，测试系统的开环1.查阅文献，建立单级倒立摆的状态空间数学模型，取状态变量xss特

性

；

已

知

单

级

倒

立

摆

的

各

项

数

据

如

下

所

示

：

M2kg,m0.1kg,l0.5m,I0.025kgm2,g9.8m/g

经查阅文献，当摆的长度为2l，质量为m，转动惯量为I，与垂直方向夹角为；小车质量为M，相对参考系差生的位移为s，水平方向对小车施加控制力U，与摆杆之间相互作用力水平和垂直方向分量为N、P，单级倒立摆满足以下方程：

MsNU

cosml2sinN mlmssinml2cosPmg mlPlsinNlcosI

对上式进行整理可得单级倒立摆运动方程：

cosml2sinU ml(Mm)smlcosmglsin0 (Iml2)s考虑到摆杆在设定点=0附近做微小振动，对上式进行局部线性化，即用cos≈1、sin≈做近似处理后可得：

ml2U ml(Mm)smlsmgl0 (Iml2)，输入变量为U，,x3,x4将单级倒立摆各项数据代入上式，并选择状态变量x1s,x2s输出变量为s与，建立状态空间表达式：

AXBUX

YCX00其中A•0010000.487800.23900，C1000 ，B00100001010.039000.4878

2.用Matlab分析系统能控性，能观性及稳定性

0.487800.116600.487800.11660 M•00.487804.700.487804.7001000N•000000100000100001

0.2390010.0390000.2390010.039000特征根S =0 0 3.1684 -3.1684 ，rank(M)=rank(N)=4,是满秩的。

结论：系统能控能观，但开环不稳定。系统能控能观，极点配置K和G的设计可以分别设计，实现可分离性。

3.通过状态反馈配置改变闭环系统极点，闭环极点自行决定；采用极点配置后，闭环系统的响应指标满足如下要求为：

(1)摆杆角度和小车位移的稳定时间小于5秒 (2)位移的上升时间小于2秒 (3)角度的超调量小于20度 (4)位移的稳态误差小于2%

/极点配制方法：由Tr，%edn1212确定闭环系统的主导极点1，2，

0.3178,n1.51780.7,n2,得到要配置的主导极

将0.3420度,Tr2带入上式得，取

点为：1,2=-

njn121.41.428j。其余两个非主导极点选在-50和-60.

s1=-1.4+1.428*i; s2=-1.4-1.428*i;

P=[1.4+1.428*i 1.4-1.428*i -60 -50]; K=place(A,B,P)

得K=[2509.7 1849.2 9320 2080.4]

ˆAxˆBuG(yyˆ)x

图2-1极点配置图

图2-2极点配置响应图 表2-1 状态反馈系统性能指标

s θ

超调量 7.3% 0.3299rad 稳定时间 3.569 3.511 稳态误差 0.2% - 上升时间 0.780 -

结论：由上图表可以看出，通过配置极点，系统最终可以趋于稳定，s稳定在阶跃输入1上，稳定为0度。和S的稳定时间，上升时间等各项指标满足题目要求。

T均无法测量，为实现上述控制方案建立系统的全维观测器，观测4.假设系统的状态xss器极点自行决定。采用带有观察器极点配置后，闭环系统的响应指标满足如下要求为： (1)摆杆角度和小车位移的稳定时间小于5秒 (2)位移的上升时间小于2秒 (3)角度的超调量小于20度 (4)位移的稳态误差小于2% 实现模型为

ˆAxˆBuG(yyˆ)x，得到下图：

图2-3 全维观测器配置图

图2-4 全维观测器配置响应图

表2-2 全维观测器系统性能指标

s θ

结论：由上图可以看出，通过设计全维观测器（G），得到的结果和配置极点时类似，系统最终可以趋于稳定，s稳定在阶跃输入1上，稳定为0度。和S的各项指标同样也满足题目要求。

超调量 7.3% 0.3299rad 稳定时间 3.745 3.011 稳态误差 0.2% - 上升时间 0.781 - T中，只有位移s可以测量，其他状态变量均无法测量，为实现极5.假设系统的状态xss点配置，建立系统的降维观测器，观测器极点自行决定。采用带有观测器极点配置后，闭环系统的响应指标满足如下要求为：

(1)摆杆角度和小车位移的稳定时间小于5秒 (2)位移的上升时间小于2秒 (3)角度的超调量小于20度 (4)位移的稳态误差小于2%

• 设计中数据：令 xs•sT

A =[0 -0.239 0 0;0 0 1 0;0 10.039 0 0;1 0 0 0]; B =[0.4878 0 -0.4878 0]'; C=[0 0 0 1;0 1 0 0;]; D=[0 0]';

构造变换阵作线性变换，设

10T10000010001000110T000001000100010000，

0-0.2390001010.03900000-0.23900011ATAT010.0390001

0.487801BTB-0.48780 A11=

A12=

A21=000 A22=0 B1=

0.487800.4878 B2=0

P=[-3+1*i -3-1*i -5]，%期望极点

G=place(A11’,A21’,P)'=[6.0000 -96.3975 -293.8661]'

A11-G*A21=[-6.0000 -0.2390 0;96.3975 0 1.0000; 293.8661 10.0390 0]

B1-G*B2 =[0.4878 0 -0.4878]'

(A11-G*A21)*G+(A12-G*A22)=[-12.9610 284.5188 795.4623]'

图2-5 降维维观测器配置响应图

图2-5 降维维观测器配置响应图

表2-3 降维观测器系统性能指标

s θ 超调量 7.3% 0.3313rad 稳定时间 3.8 2.934 稳态误差 0.2% - 上升时间 0.771 -

结论：由上图可以看出，通过设计降维观测器，得到的的观测结果和原输出几乎重合，系统最终可以趋于稳定，稳定为0度。和S的各项指标同样也满足题目要求。说明降维感测器设计合格。

课程设计总结

一、二阶水箱液位控制系统设计部分

1.1）对模型进行机理建模。列写模型的非线性方程，对其进行线性化，将稳定点处的数据及水箱的尺寸等参数带入，得到机理模型。然后对水箱模型进行辨识，水箱液位稳定后，给水箱加正负阶跃信号，记录其响应曲线，根据响应曲线辨识出水箱的传递函数。

2）观察机理建模结果与辨识结果的差异，若差距过大，则重新进行辨识。通过建模使我对二阶水箱液位控制系统的机理有了更深的理解，对建模的过程也有了进一步的认识。

2.设计电路，根据机理建模或辨识结果设计电路连接电路。

3.使用数据采集卡与电路进行连接观察实际阶跃响应与理想阶跃响应是否相同，若差距太大则返回上一步重新搭建电路进行测试。在二阶输出的地方加了一个滤波电容，噪声得到了抑制。测了实际的电阻和电容的值，经测试后理想与实际曲线基本一致。

4.对电路进行纯比例控制测试，观察理想结果与实际结果的差别。可以得出结论，比例作用使系统响应速度快，迅速及时，是主要的控制规律，但不能消除余差，Kp越大，余差越小，但Kp过大会使系统震荡，甚至发散；

5.对电路进行比例积分控制测试，观察理想结果与实际结果的差别。可以得出结论，积分可消除余差，但使系统动态性能下降，积分过大会使系统不稳定性；

6.对电路进行比例积分微分测试，观察理想结果与实际结果的差别。微分的作用使输出快速的跟定输入，具有超前调节的作用。

7.给电路加串联校正环节。过对系统进行超前滞后校正使我认识到了超前调节和滞后调节的作用，做串联校正时，由于没注意到采集卡输出信号只能是0~5V，一开始时没有输出u值，用工具箱仿真出来的图形性能指标不是很吻合，加限幅后，得到的实际效果却与仿真效果一致。 8.通过控制实验说明采样周期、开环增益对系统稳定性和稳态误差的影响。 二、单级倒立摆控制系统设计部分

1.根据对单极倒立摆系统的物理机理建立基于空间状态的模型，由空间状态模型可知系统系统能控能观，但不稳定。系统完全能控，所以可以采用状态反馈对系统任意的配置极点。在选择期望极点时，要对系统进行降阶处理。极点确定，要充分考虑他们对于系统性能的主导影响及其与系统零点分布状况的关系。对于单输入系统，只要系统能控必能通过状态反演实现闭环极点的任意配置，而且不影响原系统零点的分布。

2.在实际系统中，大部分状态变量很难直接测量到，需设计状态观测器来估计实际的状态值。设计时要注意期望极点的选择。为保证观测器输出的状态估计值快速跟踪实际状态，极点的绝对值应大些。但太大又会使系统产生饱和或引起噪声干扰。

3.采用降维观测器，只观测部分值，并且如果系统不是完全能观的，则不能自由的配置观测器的全部位置，在这种情况下，也需要采用降维观测器部分极点配置方法。通过参照现代控制理论课本，设计观测器的表达式，搭建simulink实现，得到不可观测变量。

通过这次实习，我认识到了设计控制系统的流程，认识到理论在实践中应用有很多条件，并不像课本上讲的那么简单。通过实习，我的理论联系实际的能力、动手能力、发现问题解决问题的能

力、团队合作的能力都有了很大提高。对自己的专业有了更为清晰，具体的认识，我意识到如果今后我要从事设计，科研工作时在那些方面还有不足，可以加以改正和提高。今后学习中查缺补漏，提高专业素质，熟练掌握专业知识，为应用它们做准备。