《开关电源》笔记
三种基础拓扑（buck
boostbuck-boost）的电路基础：
dI
I
L＝L ，推出 1，电感的电压公式V I＝V× T/L
dt T 2，sw闭合时，电感通电电压 VON，闭合时间tONsw关断时，电感电压 VOFF，关断时间 tOFF 3，功率变换器稳定工作的条件：
那么由 1，2的公式可知，VON
条件为伏秒定律：VON×tON＝VOFF×tOFF
其电流变化相等。 ION＝ IOFF即，电感在导通和关断时，
＝L× ION/ tON，VOFF＝L×ΔIOFF/ tOFF，则稳定
4，周期T，频率f，T＝1/f，占空比D＝tON/T＝tON/（tON＋tOFF）→tON＝D/f ＝TD →tOFF＝（1－D）/f
电流纹波率r P5152
r＝I/IL＝2IAC/IDC对应最大负载电流值和最恶劣输入电压 值
I＝Et/LμH
Et＝V× T（时间为微秒）为伏微秒数， LμH为微亨电感，单位便于计算
r＝Et/（IL ×LμH）→IL ×LμH＝Et/r→LμH＝Et/（r*IL）都是由电感的电压公式推导出来
0.4比较合适，具体P53 r选值一般 见
I/IL＝
电流纹波率r＝ 2IAC/IDC 在临界导通模式下，IAC＝IDC，此时r＝2 见P51
r＝I/IL＝VON×D/LfI L＝VOＦＦ×（1－D）/LfIL→L＝VON×D/rfIL 电感量公式：L＝VOＦＦ×（1－D）/rfIL＝VON×D/rfIL
设置r应注意几个方
面：
A,IPK＝（1＋r/2）×IL≤开关管的最小电流，此时 r的值小于0.4 ，造成电感体积很大。 B,保证负载电流下降时，工作在连续导通方
式 P24-26，
I/ILMAX,当r＝2时进入临界导通模式，此最大负载电流
r’＝ 时 r＝ I/Ix＝2→ 时
负载电流Ix＝（r’/2）ILMAX时，进入临界导通模式 ,例如：最大负载电流 3A，r’＝0.4，则负 载电流为（0.4/2）×3＝0.6A时，进入临界导通模
式
I，则减小r） 3， 避免进入临界导通模式的方法有 1，减小负载电流 2，减小电感（会减小
增加输入电压 P63
电感的能量处理能力1/2×L×I
2
EMC和变压器
221/2×L×IPK，避免磁饱和。 电感的能量处理能力用峰值电流计算
确定几个值:r要考虑最小负载时的 出电压VO
最终确认L的值
r值负载电流ILIPK输入电压范围VIN输
基本磁学原理：P71――以后花时间慢慢看《电磁场与电磁波》用于
H场：也称磁场强度，场强，磁化力，叠加场等。单位A/m B场：磁通密度或磁感应。单位是特斯拉
2
Wb/m （ T）或韦伯每平方米
恒定电流I的导线，每一线元dl在点p所产生的磁通密度为
dB＝k×I×dl×aR/R
dB为磁通密度，dl为电流方向的导线线元，aR为由dl指向点p的单位矢量，距离矢量 为R，R为从电流元dl到点p的距离，k为比例常数。
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在SI单位制中k＝μ0/4，μ0=4 ×10H/m为真空的磁导率。
-7
1
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则代入k后，dB＝μ0×I×dl×R/4
磁通量：通过一个表面上B的总量Φ＝ 面积
R 对其积分可得 B＝ 0 C 4
3Idl
R
R3
B ds，如果B是常数，则Φ＝BA，A是表 S
-7
H＝B/μ→B＝μH，μ是材料的磁导率。空气磁导率μ0=4 ×10H/m 法拉第定律（楞次定律）：电感电压V与线圈匝数N成正比与磁通量变化率
V＝N×dΦ/dt＝NA×dB/dt
线圈的电感量：通过线圈的磁通量相对于通过它的电流的比值 L=H*NΦ/I
磁通量Φ与匝数N成正比，所以电感量 L与匝数N的平方成正比。这个比例常数叫电感常数，
222-9
用 AL表示，它的单位是nH/匝数（有时也用nH/1000匝数）L=AL*N*10H 所以增加线圈匝数会急剧增加电感量
若H是一闭合回路，可得该闭合回路包围的电流总量
结合楞次定律和电感等式V V＝N×dΦ/dt＝NA×dB/dt
L可得到
dt
dI
Hdl＝IA，安培环路定律
＝L×dI/dt
可得功率变换器2个关键方程：
B＝L I/NA 非独立电压方程 →B＝LI/NA
独立电压方
→BAC＝ B/2＝VON×D/2NAf见P72-73 B＝V t/NA 程
N表示线圈匝数，A表示磁心实际几何面积 （通常指中心柱或磁心资料给出的有效面积 Ae）
BPK＝LIPK/NA不能超过磁心的饱和磁通密
度
由公式知道，大的电感量，需要大的体积，否则只增加匝数不增加体积会让磁心饱和 磁场纹波率对应电流纹波率 r r＝2IAC/IDC＝2BAC/BDC BPK＝（1＋r/2）BDC→BDC＝2BPK/ BPK＝（1＋2/r）BAC→BAC＝rBPK/
（r＋2）
（r＋2）→ B＝2BAC＝2rBPK/（r＋2）
磁心损耗，决定于磁通密度摆幅 B，开关频率和温度 磁心损耗＝单位体积损耗×体积，具体见 P75-76
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Buck电路
5
，电容的输入输出平均电流为
IL＝Io
0，在整个周期内电感平均电流＝负载平均电流，所以有：
ID＝IL×（1－D）
6，二极管只在sw关断时流过电流，所以
7，则平均开关电流Isw＝IL×D
8，由基尔霍夫电压定律知：
Sw导通时：VIN＝VON＋VO＋VSW→VON＝VIN－VO－VSW
≈VIN－VO假设VSW相比足够小 VO＝VIN－VON－VSW
≈ VIN－VON
Sw关断时：VOFF＝VO＋VD→VO＝VOFF－VD ≈VOFF
9，由3、4可得D＝tON/（tON＋tOFF）
＝ VOFF/（VOFF＋VON）
由 8可得：D＝VO/{（VIN－VO）＋VO}
D＝VO/VIN
10，直流电流 IDC＝电感平均电流 IL，即IDC≡IL＝Io见5 11，纹波电流IAC＝ I/2＝VIN（1－D）D/2Lf＝VO（1－D）/2Lf 由1，3、4、9得，
假设VD相比足够小
I＝VON×tON/L
＝（VIN－VO）×D/Lf＝（VIN－DVIN）×D/Lf＝VIN（1－D）D/Lf I/tON＝VON/L＝（VIN－VO）/L I＝VOFF×tOFF/L ＝VOT（1－D）/L ＝VO（1－D）/Lf I/tOFF＝VOFF/L＝VO/L
12，电流纹波率r＝I/IL＝2IAC/IDC在临界导通模式下， IAC＝IDC，此时r＝2见P51 r
＝ I/IL＝VON×D/LfIL＝(VIN－VO)×D/LfIL
＝VOＦＦ×（1－D）/LfIL＝VO×（1－D）/LfIL
13，峰峰电流IPP＝I＝2IAC＝r×IDC＝r×IL
14，峰值电流IPK＝IDC＋IAC＝（1＋r/2）×IDC＝（1＋r/2）×IL＝（1＋r/2）×IO最恶劣输入电压的确定：
VO、Io不变，VIN对IPK的影响：
D＝VO/VINVIN增加↑→D↓→I↑,IDC＝IO,不变，所以IPK↑要在VIN最大输入电压时设计buck电路p49-51
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例题：变压器的电压输入范围是15-20v，输出电压为5v，最大输出电流是5A。如果开关频率
例题：
是200KHZ，那么电感的推荐值是多大？ 解：也可以用伏微秒数快速求解，见 P69 （1）buck电路在VINMAX=20V时设计电感 （2）由9得到D＝VO/VIN＝5/20＝0.25
（3） L=VO×（1－D）/rfIL＝5*(1-0.25)/(0.4*200*10 3
*5)=9.375μH （4）IPK＝（1＋r/2）×IO＝（1+0.4/2）*5＝6A （5）需要9.375μH6A附近的电感
buck变换器，电压输入范围是 18-24v，输出电压为
12v，最大负载电流是
1A。期望
电流纹波率为0.3（最大负载电流处），假设VSW＝1.5V，VD＝0.5V，并且f＝150KHz。那么选择一个产品电感并验证这些应用。
解：buck电路在最大输入电压 VIN＝24V时设计
15，二极管只在sw关断时流过电流＝负载电流，所以 ID＝IL×（1－D）＝IO
16，则平均开关电流Isw＝IL×D 17，由基尔霍夫电压定律知： Sw导通时：
VIN＝VON＋VSW→VON＝VIN－VSW
VON≈VIN假设VSW相比足够小 Sw关断时：
VOFF＋VIN＝VO＋VD→VO＝VOFF＋VIN－VD
VO≈VOFF＋VIN
假设VD相比足够小
VOFF＝VO＋VD－VIN VOFF≈VO－VIN
18，由3、4可得D＝tON/（tON＋tOFF）
＝ VOFF/（VOFF＋VON） 由 17可得：D＝（VO－VIN）/{（VO－VIN）＋VIN}
＝ （VO－VIN）/VO
→VIN＝VO×（1－D）
DC＝电感平均电流 IL，即IDC＝IO
19，直流电流 I /（1－D）
20，纹波电流 IAC＝I/2＝VIN×D/2Lf＝VO（1－D）D/2Lf
由 1，3、4、17，18得， I＝VON×tON/L＝VIN×TD/L
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＝ VIN×D/Lf I/tON＝VON/L＝VIN/L I＝VOFF×tOFF/L
＝（VO－VIN）T（1－D）/L
＝ VO（1－D）D/Lf
I/tOFF＝VOFF/L＝（VO－VIN）/L 21，电流纹波率 r＝I/IL＝2IAC/IDC在临界导通模式下， IAC＝IDC，此时r＝2见P51 r＝I/IL＝VON×D/LfIL＝VOＦＦ×（1－D）/LfIL→L＝VON×D/rfIL
r＝VON×D/LfI L＝VIN×D/LfIL
=VOＦＦ×（1－D）/LfIL＝(VO－VIN)×（1－D）/LfIL 电感量公式：L＝VOＦＦ×（1－D）/rfIL＝VON×D/rfIL r的最佳值为 0.4，见P52
22，峰峰电流 IPP＝ I＝2IAC＝r×IDC＝r×IL
23，峰值电流IPK＝IDC＋IAC＝（1＋r/2）×IDC＝（1＋r/2）×IL＝（1＋r/2）×IO/（1－D）最恶劣输入电压的确定：要在VIN最小输入电压时设计boost电路p49-51
例题：输入电压范围12-15V，输出电压24V，最大负载电流2A，开关管频率分别为100KHz、200KHz、1MHz，那么每种情况下最合适的电感量分别是多少？峰值电流分别是多大？能量 处理要求是什么？
解：只考虑最低输入电压时，即VIN＝12V时，D＝（VO－VIN）/VO＝（24-12）/24＝0.5IL＝IO/（1－D）＝2/（1-0.5）＝4A
若r＝0.4，则IPK＝（1＋r/2）×IL＝（1+0.5/2）×4＝4.8A
－6
电感量L＝VON×D/rILf＝12*0.5/0.4*4*100*1000 ＝37.5μH＝37.5*10H
f＝200KHzL＝18.75μH，f＝1MHzL＝3.75μH
24，二极管只在sw关断时流过电流＝负载电流，所以 ID＝IL×（1－D）＝IO 25，则平均开关电流Isw＝IL×D 26，由基尔霍夫电压定律知： Sw导通时：
VIN＝VON＋VSW→VON＝VIN－VSW
≈VIN假设VSW相比足够小
Sw关断时：
VOFF＝VO＋VD→VO＝VOFF－VD
≈VOFF
假设VD相比足够小
VOFF≈VO
27，由3、4可得D＝tON/（tON＋tOFF）
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＝ VOFF/（VOFF＋VON）
由 26可得：D＝VO/（VO＋VIN） →VIN＝VO×（1－D）/D
IL，即IDC≡IL＝IO/（1－
28，直流电流IDC＝电感平均电流 D）
29，纹波电流IAC＝I/2＝VIN×D/2Lf＝VO（1－D）/2Lf
由1，3、4、26，27得，
I＝VON×tON/L＝VIN×TD/L ＝VIN×D/Lf
I/tON＝VON/L=VIN/L I＝VOFF×tOFF/L ＝VOT（1－D）/L ＝VO（1－D）/Lf
I/tOFF＝VOFF/L＝VO/L
30，电流纹波率r＝I/IL＝2IAC/IDC在临界导通模式下，IAC＝IDC，此时r＝2见P51r＝I/IL＝VON×D/LfIL＝VOＦＦ×（1－D）/LfIL→L＝VON×D/rfIL
r＝VON×D/LfIL＝VIN×D/LfILr＝VOＦＦ×（1－D）/LfIL=VO×（1－D）/LfIL31，峰峰
电流IPP＝I＝2IAC＝r×IDC＝r×IL
32，峰值电流IPK＝IDC＋IAC＝（1＋r/2）×IDC＝（1＋r/2）×IL＝（1＋r/2）×IO/（1－D）最恶
在正激和反激变换器中，变压器的作用： 1、电网隔离 2、变压器“匝比”决定恒比降压转 换功能。
绕组同名端，当一个绕组的标点端电压升至某一较高值时， 另一个绕组标点端电压也会升至 较高值。同样，所有标点端电压也可以同一时间变低。因为它们绕组不相连，但在同一个磁心上，磁通量的变化相同。P89
漏感：可看作与变压器一次电感串联的寄生电感。 开关关断的时刻， 流过这两个电感的电流 为 IPKP，也即为一次电流峰值。然而，当开关关断时，一次电感所存储的能量可沿续流通路（通过输出二极管）传递，但是漏感能量却无传递通路，所以就以高压尖峰形式
表现出来。一般把尖峰简单的消耗掉
劣输入电压的确定：要在VIN最小输入电压时设计buck-boost电路p49-51
第3章离线式变换器设计与磁学技术
6
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反激变换器
P93 Vin i_in Cin l Vsw Vo i_out 中心值 Co Vd 占空比 纹波率
一次等效模型 VIN IIN CIN Lp Vsw VOR=VO*n IOR=IO/n
IOR/(1-D)=IO/[n*(1-D)] Co/n VD*n D r
2
二次等效模型 VINR=VIN/n IINR=IIN*n n*CIN Ls=Lp/n Vsw/n VO IO IO/(1-D) Co VD D r
2
2
反激在轻负载时进入 DCM，在重载时进入CCM模式 例子：P96
74w的常用输入 90VAC～270VAC反激变换器，欲设计输出为 5A/10A和12V/2A。设计合 适的反激变压器，假定开关频率
150KHz，同时，尽量使用较经济的额定值为 600V的 为
buck－boost拓
反激可简化为 扑 MOSFET。
解：
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1，确定VOR和VZ
＝2*VACMAX=2702=382V
最大输入电压时，加在变化器上的整流直流电压是VINMAX
Mosfet的额定电压600v，裕量取 30v，漏极的尖峰电压为 VIN＋VZ＝382+VZ≤570
VZ≤188V ，需选取标准的180v 稳压管
1.4时，稳压管消耗明显下降，
VZ/VOR＝ 则 VOR＝VZ/1.4＝128V 匝比
假设5V输出二极管正向压降为 0.6V，则匝比为： n＝VOR/（VO＋VD）＝128/（5+0.6）＝22.86 最大占空比（理论值） VINMIN＝ 2*VACMAX=90
2=127V
D=VOR/(VOR+VINMIN)=128/(128+127)=0.5这时为100％效率 一次与二次有效负载电流
若输出功率集中在 5V，其负载电流为
IO＝74/5≈15A
一次输入负载电流为 IOR＝IO/n＝15/22.86＝0.656A 占空比
输入功率PIN＝Po/效率＝74/0.7＝105.7W
平均输入电流 IIN＝PIN/VIN＝105.7/127＝0.832A IIN/D＝ILR因为输入电流只在开关导通时才有
IOR/（1－D）＝ILR因为输出电流只在开关断开时才有
IIN/D＝IOR/（1－D）→D＝IIN/（IIN＋IOR）＝0.832/（0.832+0.656）＝一次和二次电流斜坡实际中心值 二次电流斜坡中心值为（集中功率时） IL＝IO/（1－D）＝15/（1－0.559）＝34.01A 一次电流斜坡中心值
ILR＝IL/n＝34.01/22.86＝1.488A 峰值开关电流 取 r＝0.5
则 IPK＝（1＋r/2）×ILR＝1.25×1.488＝1.86A 伏秒数
输入电压为 VINMIN时，VON＝VIN＝127V
导通时间 tON＝D/f＝0.559/150*103
＝3.727μs 所以伏秒数为 Et＝VON×tON＝127×3.727＝473Vμs 一次电感
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0.559 8
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LμH＝Et/（r*ILR）＝473/（0.5*1.488）＝636μH
离线式变压器，需降低高频铜耗、减小变压器体积等各种原因， r通常取0.5
磁心选择 P99，为经验公式，待实践
2
匝数
如前面的电压相关方程 B＝LI/NA，则N＝LI/BA，此时的 B应该为 B LI＝伏秒数 Et， B＝2BAC＝2rBPK/（r＋2）铁氧体磁心 BPK≤0.3T
则有一次绕组匝数（和书上的计算公式不一样，需要公式变换）
np＝LI/（ B*Ae） ＝
Et/{[2r BPK/（r＋2）]*A} ＝
(1+2/r) *Et/(2BPK*Ae)
＝473*10-6
(1+2/0.5)/(2*0.3*1.11*10
-4)
＝35.5匝
则5V输出的匝数是ns＝np/n＝35.5/22.86 ＝1.55匝≈2匝 取整数 反过来计算np＝ns*n＝2*22.86＝45.72≈46匝
12V绕组的匝数是[（12＋1）/（5＋0.6）]*2=4.64≈5匝，二极管压降分别取实际的磁通密度变化范围 B＝LI/NA＝Et/NA＝0.0926T BPK＝ B（r＋2）/2r＝0.2315T
磁隙 磁芯间距
导线规格和铜皮厚度选择 是个问题，后续看
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和0.6V
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反激电源设计实例：34006820 的待机部分，变压器11003877
20w待机电源 5V/4A，超薄电源用，要求变压器体积小，待机电流小于 67KHz，电压输入范围85-264VAC，650V
1，假设效率η＝0.75 Po＝20W
Pin＝Po/η＝20/0.75＝26.667W
的芯片内置MOSFET
10％－15％的
30mA，开关频率
2，DC电压输入范围：
V ＝120.19V，如下图，电容充电的问题，电压最小输入电压 DCMIN＝2*85 有 V
DCMIN＝ 120.19*0.9 变化，所以
V
＝108.2V
DCMAX＝2*264＝373.3V
3，确定最大占空
DMAX 比
在CCM下，一般D 小于0.5，避免谐波振荡。取典型值 DMAX＝0.43
＝反射电压V [D ）]× ＝0.43/（1-0.43）*120.19＝90.67V RO MAX/（1－DMAX VDCMIN 公式原理是初级次级绕在同一个磁心上，其磁通总
Φ相等P90 量△
变压器的磁心面积一样，不同的就是匝
数
初级的△Φp＝△Bp*Ae＝△Bs*Ae＝△Φs次级的磁通总量
tON/NpAe DCMIN*D /fNpAe 在开关导通时间 △Bp＝V t/NA＝V I＝
N V MAX
MAX Vo+V）
F *（ D ）/fNsAe 在开关断开时间 △Bs＝Vo*tOFF/NsAe＝（ 1－ 推出VDCMIN*DMAX
/Np＝（Vo+VF）*（1－DMAX
）/Ns
Vo+V） V MAX /MAX
[ （ F *（1－D 匝比n＝Np/Ns= DCMIN*D ）]＝15.4 实际为14
MAVo+V） VRO V MAX X
＝n（ F = DCMIN*D /（1－D ）＝108.2*0.43/0.57 ＝81.625V 4，变压器的初级电
Lp 感
超薄电源为将变 反激有CCM和DCM两种工作模式，随负载和输入电压的变化而变化， 压
器最小化，将初级电感取小，在最小输入电压 将电路工作在临界导通模式，则正常工作
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时，
时都是在DCM模式。此时电流的纹波率 r＝2
10
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2
×△＝×＝××
L＝VONtON/IVIND/frILVIND/fr(PIN/DVIN)＝(VINMINDMAX)/frPIN＝
23
（108.2*0.43）/（26.667*2*67*10）＝605.8μH实际600μH 5，确定磁芯和初级线圈的最小匝数
选择磁心有有几种不同的公式，有算磁心体积的，有算磁心截面积和开窗面积乘积的。总之，要适应本电源的实际应用，就要选择扁平的磁心。
2 IN
单位为KHzp99 《精通开关电源设计》提供的公式磁心体积 Ve＝[0.7*（2+r）/r] *P/ff
3
Ve＝2229mm实际选择变压器，要求是扁平的形状，压低高度，利于超薄电源设计。
Np＝（1+2/r）*VON*D/（2*BPK*Ae*f）＝（1+2/r）*VINMIN*Dmax/（2*BPK*Ae*f）P100P72＝
-63
（1+2/2）*120.19*0.43/（2*0.3*141*10*67*10）＝16.4如取B＝0.2，则Np＝24.6匝规格书
2
没有磁心的Ae，实际测量的为Ae＝141mm，供应商提供的实际变压器为28匝
6确定输出匝数
匝比n＝Np/Ns＝VRO/（Vo＋VF）＝90.67/
（5.1+0.6）＝ 15.91实际为14 则为2匝，1 匝漏感大，实际是 2匝
则5V输出的匝数为 Ns＝24.6/15.91＝1.55 则 Np＝2*15.91＝31.82＝32匝，实际28匝
VCC匝数为n＝（VCC＋VF）/（Vo＋VF）＝（16+0.6）/（5.1+0.6）＝2.91NVCC＝2*2.91＝5.82＝6匝，实际为7匝 磁心气隙计算，也有不同的计算方式
第5章导通损耗和开关损耗 开关损耗与开关频率成正比
Vgs电压增大，到超过 MOSFET提供的最大负载电流值后，则是“过驱动” 通电阻。
MOSFET导通关断的损耗过程
P145
VI有交迭
，有助于减小导
1、导通过程中，开关两端电压，直到电流转换完成才开始变化。即 2、关断过程中，直到开关两端电压转换完成，其电流转换才开始 导通损耗，mosfet的导通损耗与占空比有关，与频率无关
寄生电容
有效输入电容 Ciss，输出电容 Coss，反向传输电容 Crss，他们与极间电容的关系如下： Ciss＝Cgs＋Cgd Coss＝Cds＋Cgd Crss＝Cgd
则有下式（Ciss，Coss，Crss在产品资料中有） Cgd＝Crss Cgs＝Ciss－Crss Cds＝Coss－Crss
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门极开启电压 Vt，mosfet的栅极有开启电压，只有栅极电压超过开启电压，才能使 完全导通，即把流过 mosfet的电流超过 1mA时的状态定义为导通状态。 所以传导方程要改 g＝Id/Vgs →g＝Id/（Vgs－Vt）
mosfet
如上图简化模型， mosfet导通和关断各有 4个阶段P150
导通是Id电流先增加 t2，Vd电压后减小 t3。电流增加时间是对 Cg充电从Vt到Vt＋Io/g 的时间。电压减小的时间是利用 Cgd流出电流＝驱动电阻电流
关断是Vd电压先增加t2，Id电流后减少t3。电压增加时间是利用Cgd流出电流＝驱动电阻电流；电流减少是Cg放电从Vt＋Io/g到Vt的时间 t1阶段
导通过程 t1，
Vgs从0上升到开启电压 Vt，对Cg＝Cgs＋Cgd充电 关断过程 t1，
Vgs下降到最大电流时电压 Vt＋Io/g，Cg＝Cgs＋Cgd放电 t2阶段，有交越损耗 导通过程 t2，
Id从0上升到Io＝g*（Vgs－Vt），
Vgs继续上升到 Vt＋Io/g，对Cg＝Cgs＋Cgd充电 Vd因漏感出现小尖峰，其余 Vd＝Vin不变。 t2是对Cg充电从Vt到Vt＋Io/g的时间。 关断过程 t2，
Vgs被钳位于 Vt＋Io/g不变，因为 Io不变，Vgs＝Vt＋Io×g也不变。所以 Cgs没有电流 Vd从0变至Vin，所以有电流流过 Cgd注入栅极，同时有同样电流通过 Rdrive流出。 t2时间，由I＝Cdv/dt＝/t由上行知道=（Vt＋Io/g－Vsat）/Rdrive Vsat为驱动电路的晶体
12
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根据C＝Q/V，Qgs＝Ciss×（Vt＋Io/g）Qgs＝
Qgd＝
管导通电压，一般为 0.2v
则 t2阶段时间为＝Cgs×Vin×Rdrive/（Vt＋Io/g－Vsat） t3阶段，有交越损耗 导通过程 t3
Vgs被钳位于Vt＋Io/g不变，因为Id＝Io不变，Vgs＝Vt＋Io×g也不变。所以Cgs没有电流 Vd从Vin变至0，所以有电流流过 Cgd流出栅极，同时有同样电流通过 Rdrive流入。用这 个来计算该阶段的时间。 关断过程 t3
Vgs由Vt＋Io/g继续下降到 Vt，Cg＝Cgs＋Cgd放电， Id从Io＝g*（Vgs－Vt）下降到0
Vd因漏感出现小尖峰，其余 Vd＝Vin不变
t4阶段
该阶段，导通 Vgs继续Cg充电，关断 Cg继续放电。其它不变
栅荷系数，用来描述寄生缓冲电容的影响。目前都基于极间电容为定值来分析通断 Idrive是驱动电路，通过 Rdrive的电流
t1t2 Idrive*dt 0
t
1 t2t3 Idrive*dt t1t2
P155
将I＝CdV/dt代入t3（Vin变化为0），Qgd＝Cgd×Vin
单独分析 t3，将C＝Q/V代入该点，Qg＝Ciss×（0.9×Vdrive）＋Qgd
t1t2 t3t4 Qg＝
Idrive*dt 0
实际例子：
假设开关管的工作条件是：电流 22A、电压15V、频率500KHz。其最低驱动电阻（一个幅 值4.5V的脉冲通过它作用于栅极）是2Ω。关断时，开关管的关断电阻是1Ω。据此计算出其开关损耗和导通损耗。
Ciss＝Qgs/（Vt＋Io/g）＝8/（1.05+22/100）＝6299pF 在指定的曲线上 Ciss＝4200pF
则缩放比例为 Scaling＝6299/4200＝1.5 Ciss＝4200*1.5＝6300pF Coss＝800*1.5＝1200pF Crss＝500*1.5＝750pF 则
Cgd＝Crss＝750pF
Cgs＝Ciss－Crss＝6300－750＝5550pF
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Cds＝Coss－Crss＝1200－750＝450pF Cg＝Cgs＋Cgd＝6300pF
导通时
时间常数是 Tg＝Rdrive×Cg＝2*6300pF＝12.6ns 电流传输时间为
t2＝－Tg×In{1－Io/[g×（Vdrive－Vt）]}=－12.6×In{1－22/[100×（4.5－1.05）]}＝0.83ns电压传输时间为
t3＝Vin×（Rdrive×Cgd）/[Vdrive－(Vt+Io/g)]＝15*（2*0.75）/[4.5－(1.05+22/100)]=6.966ns所以，导通过程的交叉时间是 tcross_turnon＝t2＋t3＝0.83+6.966＝7.796ns 因此，导通的交叉损耗是
Pcross_turnon＝1/2×Vin×Io×tcross_turnon×fsw＝1/2*15*22*7.8*10
关断时
时间常数是 Tg＝Rdrive×Cg＝1*6300pF＝6.3ns 电压传输时间为
T2＝（Vin×Cgd×Rdrive）/（Vt＋Io/g）＝（15*0.75*1）/（1.05+22/100）＝8.858ns电流传输时间为
T3＝Tg×In[(Io/g+Vt)/Vt]＝
6.3*In[(22/100+1.05)/1.05]=1.198ns关断的交叉时间是 tcross_turnoff＝T2＋T3＝8.858+1.198＝10ns 因此，关断的交叉损耗是
Pcross_turnoff＝1/2×Vin×Io×tcross_turnoff×fsw＝1/2*15*22*10*10*5*10＝0.83w最终总的开关交叉损耗是：
Pcross＝Pcross_turnon＋Pcross_turnoff＝0.64+0.83＝1.47w
Cds电容并不影响 V－I重叠面积（因为不和栅极连接）。但是在开关管关断和导通时分别充 电和放电，这也是额外损耗（消耗在那里？），在低压是不明显，但是在高压时这个损耗比较大。
P_Cds＝1/2×Cds×Vin×fsw＝1/2*450*10*15*5*10＝0.025w因此总的开关损耗是
Psw＝Pcross＋P_Cds＝1.47+0.025＝1.5w 驱动损耗是
Pdrive＝Vdrive×Qg×fsw＝4.5*36*10*5*10＝0.081w 在反激DCM模式下，mosfet的导通损耗原则上是
0，关断时，电感中电流为纹波电流。
-9
5
2
-12
2
5
-9
5
-9
*5*10＝0.64W
5第 6章布线要点
第 7章反馈环路分析及稳定性
需要数学知识有傅里叶变换、拉普拉斯变换。还要熟悉微积分、级数、复变函数。
第8、9、10、11、12、13、14章传导EMI方面
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-6 ）
dBμV＝20×log（mV/10P240
-3-6
1mV→20×log（10/10）＝60dBμV
dB＝20×log（n）→1dB＝20×log（1.122）0dB＝20×log（1）
传导发射的限制通常最高只达到30MHz，因为电网上30MHz以上的传到噪声会迅速衰减，不会传播的很远并造成干扰。
整流桥二极管会产生大量中频到高频的噪声，尤其在关断瞬间。 线路阻抗不平衡，会使 CM噪声转变成 DM噪声 这个实践性比较强，先写几个注意事项： 1，DM扼流圈放在
AC输入端，用于 DM噪声消除，一般 DM扼流圈比较小，
CM扼流圈比较大，达到 mH级，因为 Y电容比较小
2，放2个CM扼流圈，一般
3，在桥堆前面放一个 X电容，用于平衡 2线上的CM噪声，使 CM扼流圈有用 4，Y电容不能太大，有安全考虑， LC滤波器的设计
5，DM噪声大部分因为， 开关管的滤波电容， 其ESR不能为0，开关管的电流在 ESR上形
成噪声电压源。
6，CM噪声，主要来自开关管（漏极）和散热支架（接地）之间有耦合电容，高频开关电
压和地之间通过电容充放电， 形成到地的 CM噪声。还有一部分是来自变压器。 P255-263
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