反激式开关电源中变压器分布电容产生的共模干扰研究

柏树青;杨慧娜

【摘 要】以反激式变换器为研究对象,在仔细分析了变压器原副边之间分布电容对共模干扰作用的基础上,建立了共模传导干扰耦合通路模型.在考虑了变压器线圈绕组的电位分布的情况下,提出了一种计算变压器初、次级绕组间等效共模寄生电容的方法.根据模型,重点分析了变压器的绕组结构及变压器与外电路的连接方式对系统中的共模干扰产生的影响.最后,提出了一种共模干扰滤波器,并用软件进行了仿真验证.

【期刊名称】《科学技术与工程》 【年(卷),期】2014(014)027 【总页数】8页(P58-65)

【关键词】反激变换器;变压器分布电容;共模干扰;干扰抑制 【作 者】柏树青;杨慧娜

【作者单位】华北电力大学电气与电子工程学院,北京102206;华北电力大学电气与电子工程学院,北京102206 【正文语种】中 文 【中图分类】TM56

随着电力电子技术与计算机技术的快速发展，大大的提高了开关电源的开关频率以及功率密度。当功率半导体器件快速通断时，会造成很大的du/dt，di/dt，du/dt

与di/dt会通过电路中的线路、寄生电容、杂散电感等多种耦合效应流入电网，造成传导干扰[1]。通常认为，开关电源中功率半导体器件上的高频电压跳变，通过变压器原副边之间的分布电容，形成共模噪声干扰。因此，变压器原副边之间的寄生电容是产生共模电流的主要因素[2]。

文献[3]以反激式开关电源为研究对象，建立了相应的共模传导噪声耦合路径模型及变压器分布电容模型，重点研究了二次侧干扰源对整个电路系统的影响。并且利用传统的在变压器初、次级绕组之间加屏蔽的方法来抑制共模干扰。虽然该种方法大大的降低了变压器原副边之间的分布电容，有效的抑制了共模干扰，但是加屏蔽会导致变压器的体积增大，产生额外的损耗。所以为了避免加屏蔽层，可以通过改变变压器绕组结果以及变压器与外电路的连接方式来减小共模干扰。文献[4]对反激式变换器的每一个元器件建立了高频模型，把这些模型组合起来后，用PSpice软件进行模拟仿真，并对比分析了散热片对地电容，变压器漏电感等参数对干扰大小的影响。但是该文献没有考虑高频变压器原副边之间的寄生电容的影响，实际上，变压器原副边之间的寄生电容对共模干扰有很大的影响，因此需要深入的研究。 以反激式开关电源为研究对象，首先明确了高频开关电压作用下的变压器原副边之间分布电容是共模噪声的重要耦合通道的基础上，建立了共模传导干扰耦合通路模型。由于变压器绕组上的电压不均匀分布，等效共模寄生电容不等于变压器原副边间结构电容，因此提出了一种计算变压器初、次级绕组间等效共模寄生电容的方法。其次重点分析了不同的变压器的绕组结构及变压器与外电路的连接方式对系统中的共模干扰的影响。最后根据模型，提出了一种共模干扰滤波器，并用PSpice软件模拟仿真。

1 反激变换器中的共模干扰 1.1 共模传导干扰耦合路径分析

文献[5]只把变压器原边开关管看成共模干扰源，忽略了副边的二极管。其实变压

器副边二极管两端也存在电压跳变，尤其是变换器的输出电压越高，二极管产生的干扰就更不能忽略。图1是反激式变换器的共模噪声耦合路径分析原理图。其中Cps表示变压器一次绕组靠近开关管漏极那一端对二次绕组的耦合电容，Csp表示变压器二次绕组靠近二极管阳极那一端对一次绕组的耦合电容。C0表示负载端对大地的耦合电容。为了研究变换器中变压器分布电容对共模传导噪声耦合通路特性的影响，可以通过将开关管散热片接变压器原边地或副边地而旁路，避免由开关管与散热片之间的寄生电容耦合的噪声传到线性阻抗稳定网络上。则变换器 图1 反激式变换器的共模噪声耦合路径分析原理图Fig.1 Schematic diagram on common-mode noise coupling path of flyback converter

中主要有2条主要共模传导噪声路径，如图1所示。一路由功率开关管Q1干扰源经Cps、C0与LISN构成通路，另一路由二极管D1干扰源经Csp、LISN和C0构成通路。两条共模干扰耦合通路上均有变压器。因此在隔离型开关电源中，变压器一、二次侧绕组之间的分布电容是产生共模电流的主要因素，通常以变压器一、二次侧之间的等效共模电容来描述变压器的共模干扰耦合通路。

不考虑回路中的寄生阻抗，则反激变换器的共模干扰耦合通路模型如图2所示。图中，Cps，Csp分别为变压器在回路1和回路2的等效共模寄生电容；Vds为功率开关管Q1漏极与源极之间的电压，Vdio为输出二极管D1两端的电压，电阻R是LISN的等效共模电阻。

图2 反激变流器共模干扰耦合通路模型Fig.2 Model on common-mode EMI coupling path offlyback converter 1.2 等效共模寄生电容的计算方法

用PExprt软件设计变压器模型，再跟有限元软件Ansoft Maxewll连接对该模型进行仿真运算得到的变压器原副边分布电容是原副边之间的结构电容Cm。结构电容只与绕组相对面积和绕组间的绝缘间距等物理结构参数有关，而变压器等效共模

寄生电容是与变压器绕组的电位分布有关的。

变压器一次侧绕组上的干扰电压呈线性分布，变压器二次侧绕组上的干扰电压也呈线性分布，则可以得到变压器原副边分布电容上所产生的共模电流也呈线性分布[6，7]。

由于变压器绕组上的电压不均匀分布，因此变压器的等效共模电容不等于结构电容Cm。为了便于分析，假设变压器的一、二次侧均采用单层绕组，且没有屏蔽层结构。如图3所示，L1为变压器原边绕组长度，L2为变压器副边绕组长度，k表示分析的位置与B或D点的距离。则开关管Q1与二极管D1所产生的共模电流分别为 (1) (2)

则总的共模电流为 i= Δi1dk+Δi2dk= (3)

所以求得回路1， 回路2的等效共模电容Cps= Csp=(1/2)Cm。

图3 反激变换器中变压器的噪声电流分布Fig.3 Noise current distribution of transformer for flyback converter 2 共模干扰的抑制

2.1 减小分布电容及高频电压跳变dv/dt

由于共模干扰是电路中的干扰源在开关过程中产生的高频电压跳变对变压器一、二次侧绕组之间的分布电容进行充放电，所产生的干扰电流流入变压器副边，并经负

载对地电容进入LISN所引起的。共模噪声电流icm=C(dv/dt)，因此可以从减小变压器原副边寄生电容及干扰源产生的高频电压跳变dv/dt两方面入手来抑制共模干扰。

文献[8，9]都采用了在原副边线圈之间加入铜箔作为屏蔽层，从而达到减小分布电容的目的。但是，屏蔽层除了会增大变压器的体积外，还会产生额外的损耗，当变压器有很多层且一、二次绕组交错绕制时，就会需要很多屏蔽层，这在实际应用中是不可取的。图4是变压器原副边绕组间寄生电容示意图，原副边绕组间分布电容除了与线圈层间距、层间绝缘材料以及绕线粗细有关外，还与绕组的排列布局有很大关系。通过改变变压器原副边线圈的排列结构，可以改变一、二次绕组间的分布电容大小，从而改变电路系统中的共模干扰大小。

图4 变压器原副边绕组间的分布电容Fig.4 The distributed capacitance between the primary and secondary windings of the transformer

为了实现初级与次级绕组间的紧密耦合，减小变压器漏感，在设计变压器绕组结构时，可以采用三明治结构，即交错绕制方法，如图5(a)所示。但采用交错绕制后，初级与次级绕组正对的面积变大，导致原副边绕组间分布电容变大，从而在电路系统中产生更大的共模干扰。为了减小电路中的共模干扰，可以采用如图5(b)所示的绕组排列布局。基于以上分析，为了使漏感大小及绕组间寄生电容产生的共模干扰都符合系统要求，在设计变压器绕组结构时需要折衷考虑。 图5(a) 三明治结构Fig.5(a) Sandwich stucture 图5(b) 传统结构Fig.5(b) Traditional structure

由于变换器的共模噪声电流icm=C(dv/dt)，所以可以通过减小电压跳变dv/dt来抑制电路中的共模干扰。dv/dt除了与电路拓扑的特性有关外，还与变压器绕组的出线端子与外电路拓扑的连接方式有很大关系。参照图1和图4，把出线端子Np1与A连接，Np2与B连接，Ns2与C连接以及Ns1与D连接，则A处，B

处，C处，D处的电压分别为VA、0、0、VD。变流器中变压器绕组上的电压是呈线性分布的，则变压器各层绕组的电压分布示意图如图6所示。

图6 变压器各层绕组的电压分布Fig.6 The voltage distribution on each layer winding of transformer

其中，Rp、Rs分别是变压器初级、次级线圈的匝数；Rp2、Rp3分别是原边绕组Tp2层、Tp3层的匝数。基于以上分析，可以得到变压器绕组电压分布与变压器绕组结构有关系，即通过改变绕组的层数或每层的匝数可以改变绕组上的电压分布。 开关电源中的变压器绕组结构一般都是分段分层绕制。如图4所示，反激式开关电源中的变压器初级绕组是绕制成多层结构的，初级绕组的最外层Tp1与外电路拓扑的A处连接或者最里层Tp3与外电路拓扑的A处连接，这两种不同的接线方式会对系统中共模干扰的大小有很大的影响。当初级绕组的最外层Tp1与A处连接时，Tp1层上的分布电压比Tp3层上的分布电压高很多，即Tp1上的dv/dt比Tp3上的dv/dt高很多，但是初级绕组Tp1层与次级绕组的之间的分布电容很小，可以忽略不计。所以该种连接方式不会引起很大的共模噪声电流。同理，当初级绕组最里层Tp3与A处连接时，Tp3上的分布电压比Tp1上的分布电压高很多，即Tp3上的dv/dt比Tp1上的dv/dt高很多，Tp3层绕组与次级绕组是相邻的，它们之间的分布电容很大。开关过程中有高电压跳变对大分布电容进行充放电，根据icm=C·(dv/dt)，会产生很大的共模电流，从而造成很大的共模噪声干扰。所以当变压器初级绕组是多层结构时，一般都将靠近次级绕组的那层接线端子接在外电路拓扑电压跳变较小的那端[10]。 2.2 采用EMI滤波器

要抑制开关电源EMI信号的传导干扰和辐射干扰，滤波是一种有效措施。一般电源线上的传导干扰均可分为差模干扰和共模干扰两种形式，因此在采取EMI滤波器时，必须把这两种不同的干扰信号区别开来，从而有针对性地采取相应的滤波器。

由于变压器原副边之间的寄生电容是产生共模电流的主要因素，所以本文采用共模干扰滤波器。

为了使系统中的共模干扰信号满足电磁兼容标准，需要在LISN与输出端之间接入共模干扰滤波器。滤波器结构如图7所示。

L1是滤波扼流圈，在同一磁芯上绕两个匝数相同的线圈，且绕向一致。当输入电流流过L1时，产生大小相等，方向相反的磁通，所产生的磁场相互抵消，因此该扼流圈对差模干扰不起作用。但是L1对于相线与地线间的共模干扰信号，相当于一个大电感，对电路系统中的共模传导噪声有很好的抑制作用。L1两端的并联电容C1，C2是X电容，能有效抑制电路中的共模传导噪声。变流器输出端分别对地并接的电容C3，C4是Y电容，提供一个低阻抗回路，对共模传导噪声起旁路作用。知道共模干扰滤波器中各个元器件的作用，还必须对各个元器件的参数进行适当的设置，才能有效地抑制共模干扰。共模扼流圈L1的取值范围通常是(1～10) mH；C1、C2的取值范围一般在(0.1～2) μF；C3、C4是Y电容，受安规最大漏电流的限制，取值不能太大，通常在(1～4.7) nF。

图7 共模噪声抑制滤波器Fig.7 Filter for reducing common-mode noise 3 仿真分析

以220 V输入，30 V/60 W输出，工作频率为100 kHz，采用峰值电流控制，工作于DCM模式的反激变换器为研究对象。用PExprt软件设计反激变换器中的变压器，匝比为Np∶Ns=5，绕组布局采用三明治结构，如图5(b)所示。用PExprt软件跟有限元软件Ansoft Maxewll进行连接对该变压器模型进行仿真运算得到的变压器原副边的结构电容Cm=72.71 pF，基于以上分析，则

Cps=Csp=(1/2)Cm= 36.305 pF。根据反激式开关电源中各个元器件的高频模型以及变压器原副边的等效共模分布电容参数，用Pspice软件搭建了反激式变换器共模传导干扰的仿真电路，如图8所示。

图8 仿真电路图Fig.8 The simulation diagram

图9 采用三明治绕组结构的共模电压及频谱波形Fig.9 Common-mode voltage and spectrum waveform on using sandwich winding structure 当变压器绕组布局采用三明治结构，如图5(a)所示。等效共模寄生电容Cps=Csp=36.305 pF。运行软件仿真程序得到图9所示波形图。

当驱动电压V3由0 V上升到10 V时，开关管MOSFET将导通，MOSFET产生的高频电压跳变对变压器初、次级之间的等效共模分布电容进行充放电，所产生的干扰电流流入变压器副边，并经负载对地分布电容耦合到线性阻抗稳定性网络(LISN)，形成一个有些尖刺的小矩形共模干扰电压波形。如图9左边椭圆所示。当驱动电压V3由10 V下降到0 V时，开关管MOSFET将关断，但是由于变压器存在漏电感，电流不能突变，还将维持一小段时间对变压器初、次级之间的等效共模寄生电容充电，产生一个电流尖峰。并且会在变压器漏感上产生感应电动势，叠加在变压器初级绕组的关断电压上，形成电压尖峰。开关管MOSFET完全关断时，变压器初、次级之间等效共模寄生电容就开始对外放电，干扰电流经接地线进入LISN。由于高频时，耦合路径中存在寄生电感和寄生电阻，所以会产生震荡谐波分量，也会不断的消耗能量，形成衰减震荡波形。如图9右边椭圆所示。副边二极管作为另一路共模噪声耦合路径的干扰源，其产生共模干扰的过程与开关管MOSFET类似。

图10 不考虑变压器原副边间分布电容时的共模电压Fig.10 The common-mode voltage without consider distributed capacitance between the primary and secondary windings of the transformer

当不考虑变压器原副边分布电容时，得到的共模电压波形如图10所示。比较图9(C)与图10的共模电压波形可知，没有考虑变压器原副边分布电容时，产生共模干扰电压很小，与0接近。所以变压器初、次级之间的寄生电容是产生共模电流

的主要因素。

在PExprt软件中将变压器三明治绕组结构改为传统式绕组结构，如图5(b)所示。等效共模寄生电容Cps=Csp=9.355 pF仿真得到的共模电压波形如图11所示。 图11 采用传统式绕组结构的共模电压波形及频谱波形Fig.11 Common-mode voltage and spectrum waveform on using traditional winding structure 图12 接入共模滤波器后的共模电压波形Fig.12 The common-mode voltage waveform after using common-mode filter

对比图9(d)与图11(b)的频谱波形图，可以看出明显的差别，图11中的干扰频谱比图9中的干扰频谱小。这是由于改变了变压器的绕组结构，使变压器原副边之间的分布电容减小了，从而减弱了电路系统中的共模干扰。因此验证了通过改变变压器绕组结构，也可以改变电路系统中的共模干扰。

等效共模寄生电容Cps=Csp=9.355 pF，在LISN与输出端之间接入如图7所示的共模干扰滤波器后，得到的共模干扰波形如图12所示。对比图11(a)与图12，可看出抑制效果非常明显，从而证明了该方法的有效性。 4 结论

(1)以反激式变换器为研究对象，考虑到原边开关管与副边二极管都是共模干扰耦合路径的干扰源，则变换器中主要有2条主要共模传导噪声路径。一路由功率开关管M1干扰源经Cps、C0与LISN构成通路，另一路由二极管D1干扰源经Csp、LISN和C0构成通路。

(2)由于变压器绕组上的电压不均匀分布，因此变压器的等效共模电容不等于结构电容。在考虑了变压器绕组电位分布的情况下，提出了一种计算等效共模电容的方法。为后面的变压器原副边等效共模分布电容的计算提供了理论基础。 (3)研究了变压器的绕组结构及变压器与外电路的连接方式对系统中的共模干扰产生的影响，为文中提出的抑制共模传导噪声的方法提供了理论依据。

(4)采用在LISN与输出端之间接入共模干扰滤波器的方法，然后进行仿真，仿真结果验证了该方法能有效地抑制共模干扰。 参考文献

【相关文献】

1 Kong Pengju， Wang Shuo， Lee F C， et al. Reducing common-mode noise in two-switch forward converter.IEEETransactions on Power Electronics， 2011；26(5):1522—1533

2 孟培培.隔离型功率变流器共模传导干扰建模与预测方研究.杭州:浙江大学电气工程学院，2012 Meng P P. Common-mode conducted electromagnetic interference modeling and prediction for isolated power converters. Hangzhou: Zhejiang University School of Electrical Engineering， 2012

3 林思聪，陈 为.反激式开关电源共模传导反射模型的分析与应用.电气应用，2005；24(2):119—122

Lin S C， Chen W. Analysis and application of common-mode EMI model of aflyback switch mode converter. Electrotechnical Applicaton，2005；24(2): 119—122 4 童跃光.开关电源传导干扰仿真分析.济南:山东大学，2007

Tong Y G. Analysis of common-mode conducted EMI of a switch mode power supply. Jinan: Shandong University， 2007

5 蔡辰辰，陆元成，邱荣斌.反激式开关电源的变压器电磁兼容性设计.华东理工大学学报(自然科学版)，2007；33(4):589—592

Cai C C， Lu Y C， Qiu R B. A new transformer design method aiming at the

electromagnetic compatibility of flyback power converter. Journal of East China University of Science and Technology(Natural Science Edition)， 2007；33(4): 589—592 6 郑长泵. 开关电源传导型电磁干扰仿真平台研究.杭州:浙江大学，2013

Zheng C B. A simulation platform for conducted EMI of switched-mode power supply. Hangzhou: Zhejiang University， 2013

7 Mohammad B. Shadmand， Robert S. Balog. A finite-element analysis approach to determine the parasitic capacitances of high-frequency multiwinding transformer for photovoltaic inverters. Texas: Power and EnergyConference at Illinois(PECI)， 2013: 114—119

8 陈庆斌，陈 为.开关电源中变压器共模传导噪声抑制能力的评估方法.中国电机工程报，2012；

32(18):73—79

Chen Q B， Chen W. An evaluation method of transformer behaviors on the suppression of common-mode conduction noise in switch mode power supply. Proceedings of the CSEE， 2012；32(18): 73—79

9 Yang Yuchen， Huang Daocheng， Lee F C. et al. Transformer shielding technique for common mode noise reduction in isolated converters. Blacksburg: Energy Conversion Congress and Exposition(ECCE)，2013: 4149—4153

10 Kong Pengju Lee F C. Transformer structure and its effects on common mode emi noise in isolated power converters. Blacksburg: Applied Power Electronics Conference and Exposition(APEC)， 2010: 1424—1429