A单相逆变电源设计

题目：18KVA 单相逆变器设计与仿真

院 系 ： 电气与电子工程学院 专业年级：电气工程及其自动化2010级 * 名： *** 学 号： **********

同组同学： 钟祥锣 王敢 方骞

2013年11月20号

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单相逆变器设计

一.设计的内容及要求

1.1 设计内容 要求设计一个输入为150V的直流电压，输出容量为18KVA，输出电压为300V单相交流电的逆变器。 1.2 参数要求 1、输出电压：AC单相300V 2、输出频率：100Hz 3、输出功率：18KVA 4、负载功率因数：cos0.81.0,滞后 5、负载短时过载倍数：1.5 6、输入电压：直流DC333V 二.设计方案介绍 系统原理框图如下图所示 2 / 19

300V AC 工频变压器 触发电路 保护电路 150V DC 供电 逆变主电路 滤波器

方案简述

将直流电变成交流电的电路叫做逆变电路。根据交流侧接在电网和负载相接可分为有源逆变和无源逆变，所以本次设计的逆变器设计为无源逆变。换流是实现逆变的基础。通过控制开关器件的开通和关断，来控制电流通过的支路这是实现换流的方法。

直流侧是电压源的为电压型逆变器，直流侧是电流源的为电流型逆变器，综上本次设计为电压型无源逆变器。

三.主电路原理图及主要参数设计

3.1 主电路原理图如图1所示

图 1

3.2输出电路和负载计算

3.2.1 负载侧参数设计计算

负载侧的电路结构图如图2所示，根据图2相关经计算结果如下：

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LILViICCIL'L'IRRVo

图2 负载侧电路结构图 1. 负载电阻最小值：

2cos=1.0时，R=Vo/Po23002/(18103)5；

cos=0.8时，R=Vo/(Pocos)3002/(181030.8)6.25

2. 负载电感最小值：

L' =ZL'/(2f)=8.3/(2100)=0.0132H

3. 滤波电容：

取滤波电容的容抗等于负载电感感抗的2倍，则：

C=1/(2fZc)=1/(210032)=95.92F

Zc(实)取电容为100F,将10个10F的AC电容进行并联，1/(2fC)=1/(2100100106)=15.9

=

4.滤波电抗L的计算

选取主开关器件工作频率fK=NfO=32100=3200Hz由于移相原因，输出线电压的开关频率变为：2fK=6400HZ取滤波电路固有谐振频率

f'=1/(2LC)=fK/6=533.3Hz

22262f'10CL533100则：= 1/（4）= 1/(4)=880H

实选用 L=900uH 由此 特征阻抗 Z T

3.2.2 逆变电路输出电压

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LC900/10031. 滤波电路输入端电压(无变压器时)

逆变电路的输出与后续电路的连接电路如图3所示，有图3可以得到如下的计算结果。

逆变Ui电路LILCuLL'RUoICuiuLuO

图3 逆变电路输出电路 图4空载时的矢量图 空载时: 空载时的矢量图如图4所示，由图4可得：

ILuLuoZC30015.918.9AZL2foL21009001060.5652()ILZL18.90.565210.7V。uiuouL3001.5298.5V

这说明空载时输出电路是升压的。 额定负载时：额定负载时，当cos5 和图6所示。

1.0和cos=0.8的矢量图分别如图

uLICILIRICuiuLuouLuiuouLILICILILIR

图5 coscos1.0：

1.0时的矢量图 图6 cos=0.8时的矢量图

tan11ZC1R1tanRZC1tan515.917.5oILIRIC223005230015.9262.9A5 / 19

uLZLIL0.565262.935.6V，

0ui300235.622cos90017.530035.6286.16V。这说明cos1.0时，即使满载，输出电路也是升压的。

ILIC30030030030017.28AZLZC8.315.3，

cos=0.8：

tan117.283006.25219.79o，

(300/6.25)217.28251.01AILuL2IRIL'IC，，

ZLIL0.565251.0128.83Vui300228.8322cos90019.79030028.83309.65V，

负载最重时

本设计中，负载最重为过载150%时，功率因数最低为0.8，此时：

ILIC1.53003001.530030035.35AZLZC8.315.9，

IL'IC2tan135.3526.15o1.53006.25，

IL2IR1.5300/6.25235.352ui36.34A，

uLZLIL0.565236.3420.54V，

312.33V，可见输出电路此时降

压比较严重。

2. 逆变电路输出正弦电压计算 单相桥式电路输出电压为：u0.708E6 / 19

。考虑要保留“死区”间隔(图

7所示)以及开关器件导通时有压降，因而输出电压实际只能达到：

u0.708KEmVset。其中：m2；K为“死区”间隔引起的

压降系数:

KTTT, 则: K3V156.255.00.968

156.25本设计中取

VCEset，则：u0.7080.968E32，考虑

整流滤波电路的压降后，实际取为：E350V。则三相逆变电路输出线电压为：实际取为：

uu0.7080.6835032235.7V

240V。

TT

图7 死区“间隔”示意图

3.2.3逆变电路和输出电路之间的电压匹配：

逆变电路和输出电路之间的电压匹配采用电源变压器，其结构简图如图8所示。由前面的计算可知输出电路输入端最高电压

ui312.333V，逆变电路输出线电压u240，在逆变电路和输出电路

之间加入电源变压器。设变压器的变比为N:1，原副方各参数的矢量图如图9所示：以副方输出电压uo为基准矢量，变压器原方电压

umNuo,付方电流Io如图示（滞后），原方电流

IL1Io/N。

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L1uABIL1umIoCL'Ruo

N:1图8 电压匹配电路图

12L1IL1由212L1LIO2，可得：

ILOIL12N2L，

L1N2L和

uL1L1IL1N2LIL1N2LIONNuABuiNLIONuL，

u由矢量图可得：ABNui，

240312.3330.7684，考虑变压器内

N0.7533N1.02阻和激磁等原因，调整变比和原方电流：。故，取实际

的变比为0.7533，

1IO1.03~1.05N1IO1.03~1.050.7533IL11.03~1.05IL1长IL1短L188.711.04122.46A0.753311.04189.42A0.7533。将电感折算到原边得：

2137.2N2L0.7533900106510.7H

3.2.4 开关器件的选取

1 电流参数：

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开关器件中电流有效值：开关器件中电流峰值：

ITP短2IL1短IT长122.46A2IL1长，

IT短189.42A

ITP长171.18A

2189.42267.8A

IT2ITP长2173.18346.36A在连续情况下安全裕量选为2，则：过载情况下安全裕量选为1.5，则：

，在

IT1.5ITP短1.5267.8401.7A3.3 变压器和交流电抗器设计计算

在实际加工制造前还进行各种机械结构参数的计算，为制造提供依据。主要是变压器的额定功率、初级线圈电流、铁心的截面积、各线圈的匝数、线圈所用导线的直径和核算铁心窗口面积等几方面。

1.计算变压器的额定功率：

变压器输出功率为：

P23U2I2(VA)18kVA(单相为15kVA)，输入功

率为： P1U1I1(VA) 那么P1可按下式求得近似值：

P1P21818.94(kVA)0.95

PP21218+18.9418.47(kVA)2

变压器的额定功率：

2、计算电流（1）

PII1P18.941031K1.1U124086.8(A)I2P218103=U230060(A)，式中K一般选

1.1~1.2。

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3、计算变压器铁心净截面积及粗截面积

铁心净截面积：SCKP1.318.47103176.67(cm2)

式中系数K一般选在 1.0~1.5 之间。

由于硅钢片之间的绝缘和空隙，实际铁心截面积略大于计算值，应为：

KPKCSCKC176.67192.04(cm2)0.92式中一般KCSC0.89；冷轧硅钢带的

KC0.92。

根据算出的SC求硅钢片中间舌宽 a国家规范可查手册得到选择 a=120mm 。 铁心叠厚b的计算

bSC100a192.04100160(mm)120

160z1.333120在1~2之间。窗高系数

ha取为2.3，所

b取b160mm，a以h2.3a2.3120276(mm)。

4、计算各线圈的匝数：

确定每伏匝数（NO） 由

E4.44fNBmSC108(V)可得

NONE1084.4410013000176.670.098(匝/伏)

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经过计算得初级：N1U1NO2400.09823.53(匝) 实际取为56匝。

次级：N2(1.05~1.1)U2NO1.13000.09832.34(匝) 实际取为90匝。

5、计算各线圈导线直径

Id2jsj(A) 导线电流：

4Ij4

d1.13I(mm)j I1pj86.82.534.72(mm)原边：

s1，副边：

s2I2j602.524(mm)

6、校核铁心窗口面积

变压器线圈绕在框架上，每层线圈之间一般均有绝缘层。线圈厚

度、绝缘层厚度和框架厚度的总和应小于选用铁心窗口宽度 原副边导线带绝缘尺寸大概为4.857.40mm和4.368.40mm。

m1276221347.401.05； 27622129.88.401.05；

22原边每层匝数：

副边每层匝数：

m2四：控制系统和辅助电路设计

4.1逆变部分的控制系统设计

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逆变部分采用的控制策略是数字PID和重复控制相结合的综合控制策略。数字PID控制用于保证较快的动态响应，重复控制用于保证输出电压的波形质量。其控制框图如图12所示。那么该控制系统将兼具良好的稳态和动态性能，通过控制参数的合理设计，就可以满足设计指标要求。

Vd输入电压检测比较判断比较判断输入电流检测过流保护变压器及LC滤波电路保护+-X重复控制++X+SVPWM脉冲形成驱动/隔离三相逆变桥PID控制保护DSP比较判断输出电压检测

图9 逆变部分控制系统框图

1、重复控制器的设计

重复控制器控制框图如图12 所示

r+-e++C++C(z)P(z)d++y

图10 重复控制器控制框图

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周期延迟正反馈环节对逆变器输出电压的误差进行逐工频周期的累加。补偿器C(z)的作用是抵消二阶LC滤波器的谐振峰值，使重复控制系统稳定。C(z)的表示形式为：

kC(z)KrzkS(z)

式中，Kr——重

复控制器的增益，z——超前环节，S(z)——滤波器

滤波器S(z)是为了抑制系统的高频干扰，削除被控对象的谐振峰值，使其在谐振点处有较大的幅值衰减，且具有零相移、零增益特性。因此滤波器S(z)可以由二阶低通滤波器S1(z)和零相移陷波器S2(z)组成。

2数字PID控制器设计

数字PID控制器的控制原理基本上与模拟PID控制相同。数字PID控制正弦波逆变电源系统的原理如图10 所示。为了改善系统的稳态和动态特性,系统中用了前馈补偿。PID控制器可表示为

(KpKiKd)(Kp2Kd)z1z11D(z)Kdz2

式中，Kp称为比例系数，Ki称为积分系数，Kd称为微分系数。

+D（Z）Vref+-+VP（Z）Vo

图11 数字PID控制框图

比例调节器的作用是对偏差瞬间作出快速反应。偏差一旦产生，控制器立即产生控制作用，使控制量向减少偏差的方向变化。控制作用的强弱取决于比例系数，比例系数越大，控制越强，但过大会导致系统

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振荡，破坏系统的稳定性。积分调节的作用是消除静态误差，但它也会降低系统的响应速度，增加系统的超调量。微分调节的作用是在过程开始时强迫过程加速进行，过程结束时减小超调，克服振荡，提高系统的稳定性，加快系统的过渡过程。

4.2保护电路设计

保护电路分为欠压保护和过流保护。

欠压保护电路如图7所示，它监测蓄电池的电压状况，如果蓄电池电压低于预设的10.8V，保护电路开始工作，使控制器SG3524的脚10关断端输出高电平，停止驱动信号输出。

图7中运算放大器的正向输入端的电压由R1和R3分压得到，而反向输入端的电压由稳压管箝位在＋7.5V，正常工作的时候，由三极管V导通，IR2110输出驱动信号，驱动晶闸管正常工作，实现逆变电源的设计。当蓄电池的电压下降超过预定值后，运算放大器开始工作，输出跳转为负，LED灯亮，同时三级管V截止，向SG3524的SD端输出高电平，封锁IR2110的输出驱动信号。此时没有逆变电压的输出。

图12. 欠压保护电路图

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过流保护电路如图8所示，它监测输出电流状况，预设为1.5A。方波逆变器的输出电流经过采样进入运算放大器的反向输入端，当输出电流大于1.5A后，运算放大器的输出端跳转为负，经过CD4011组成的R

S触发器后，使三级管V1基级的信号为低电平，三级

管截止，向IR2011的SD1端输出高电平，达到保护的目的。

图13. 过电流保护电路图

4.3 驱动电路设计

4.3.1 MOSFET介绍

MOSFET是一种电压控制的单极性器件，它是由金属氧化物和半导体组成的场效应晶体管，所以也叫绝缘栅型场效应管。应用VMOSFET工艺，生产出了大功率的产效应管，并在逆变电路中得到广泛应用。功率场效应管简称VMOSFET,或VMOS，作为开关器件，其常态是阻断状态，即VMOS都是增强型MOSFET。MOSFET分为N沟道和P沟道两类。N沟道VMOS的导通电流的方向是从漏极D到源极S；P沟道MOS的导通方向是从源极S到漏极D。

VMOS管的工作原理是，源极S接零电位，漏极D接正电位，当栅极接正电压时，由于电荷感应，在P区感应出电子，电子的累积便

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形成N沟道。源极S和漏极D之间便产生了电流。因此，栅极G上的电压的大小，决定了源极S与漏极D之间的电流大小。 SG++NPN++NPN-沟道N+NDDGSN沟道GSP沟道b)Da) 图1-19图14. MOFET结构图和电气图

4.3.2 SG3524及IR2110芯片介绍

SG3524采用DIP-16封装，引脚排列如下图4所示。各引脚功能如下：第1、2脚分别为误差放大器的反相输入端与同相输入端。第3脚是振荡器输出端。第4、5脚依次是限流比较器检测端。第6、7脚分别接定时电阻(RT)和定时电容(CT)。第8脚为接地端。第9脚为误差放大器的频率补偿端。第l0脚为关断电路控制端．改变此脚电位就可控制PWM的通断。第11、14脚为输出管EA、EB的发射极。第l2、l3脚为输出管的集电极；第l5脚为电源输入端，接+5V～+30V。第

l6脚为+5V基准电压引出端。[7]

图15.SG3524引脚图

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驱动电路如下图6所

单相逆变器仿真

一：仿真模型如图

二、仿真结果

2.1 输入直流电压波形

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输入电压为直流 333V

2.2 输出电流波

输出电流接近正弦波，但是还有纹波，滤波不充分导致

2.3 输出电压波形

2.3输出电压

输出电压波形为方波，接近300V，由于损耗计算不是很精确，所以有所有一定误差。

一定误差。

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