基于单极性SPWM控制的并网逆变器的研究

电力电子技术

PowerElectronics

Vol.45，No.1January2011

基于单极性SPWM控制的并网逆变器的研究

孙继健，肖

岚

210016）

（南京航空航天大学，自动化学院，江苏南京

摘要：光伏并网发电技术已经成为新能源利用的一个重要方向，并网逆变器是光伏系统的核心部件，因此高质量逆变电源成为研究的重点。单极性并网逆变器相对于双极性并网逆变器损耗低、谐波小、电磁干扰小，因此更适合用于并网逆变控制。这里分别介绍了两种单极性调制原理，并通过谐波关系图和仿真验证了单极性倍频控制下进网电流具有较小的THD，同时详细分析了普通单极性控制下进网电流过零畸变的原因。关键词：并网逆变器；谐波；过零畸变中图分类号：TM4

文献标识码：A

文章编号：1000-100X（2011）01-0071-03

ResearchonGrid-connectedInverterBasedonUnipolarSPWMControl

SUNJi-jian，XIAOLan

（NanjingUniversityofAeronautics&Astronautics，Nanjing210016，China）

Abstract：PVgrid-connectedpowergenerationisthetrendatpresentintheworld，andthegrid-connectedinverteriscorepartofPVpowergenerationsystem，sohighqualityinverterisimportant.Theunipolarspwmconverterhaslowerloss，lowerharmonicsandlowerEMIthanbipolarspwminverter.Sounipolarspwmcontrolisfittobeusedingrid-connectedcontrol.Twocontrolmethodsarestudied.Accordingtotheharmonicsgraphandsimulation，thegrid-connect-edcurrentofunipolarSPWMcontrolhaslowerTHD.Theoscillationreasonofgrid-connectedcurrentbasedonbipolarSPWMcontroloccurringonthezeropointofsinewaveisanalyzedindetails.Keywords：grid-connectedinverter；harmonics；distortiononthezeropoint

1引言电路拓扑，由全桥4个开关管组成的2路桥臂、滤波器、光伏电池、电网构成。单极性调制方式分为普通单极性和单极性倍频两种。

逆变器做为太阳能电池阵列与交流配电系统间进行能量变换的中间环节，其安全性、可靠性、逆变效率、制造成本等因素，对光伏发电系统的整体经济效益具有重要作用[1]。因此，高质量逆变电源已成为电源技术的重要研究对象。

逆变器中最成熟的全桥逆变器，其控制方式分为双极性和单极性两种，与前者比较，后者具有损耗低、电磁干扰小、开关谐波小等优点[2]。由于积分作用的影响，普通单极性控制的逆变器会存在过零点附近的振荡，而单极性倍频控制在抑制过零点振荡方面有一定优势，基本可做到过零点的平滑过渡。为提高逆变器的输出波形质量，对比分析了单极性的两种调试方式，分析过零点附近振荡产生的原因，并给出相应的仿真和实验验证。

2.1普通单极性调制方式的工作原理图2示出普通单极性调制原理。

2电路拓扑及调制方式

图1示出单极性SPWM光伏并网逆变器的主

定稿日期：2010-06-25

作者简介：孙继健（1985－），女，河北廊坊人，硕士研究生，研究方向为新能源并网技术。

在ur正半周期，VQ1导通，此时VQ2关断，

VQ3，VQ4高频互补工作，当ur＞uc时，VQ4导通，

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第45卷第1期2011年1月

电力电子技术

PowerElectronics

Vol.45，No.1January2011

VQ3关断；当ur＜uc时，VQ4关断，VQ3导通；在ur的

负半周期，VQ1关断，VQ2导通，VQ3，VQ4高频互补动作，当ur＞uc，VQ3导通，VQ4关断；当ur＜uc时，

示意图。单极性倍频SPWM输出uab为：

VQ3关断，VQ4导通。2.2

单极性倍频调制方式的工作原理

单极性倍频SPWM调试方式[4]包含两组uc与

，E，θlk1＜ωt＜θlk2，θrk2＜ωt＜θrk1，0＜ωt＜π，uab（ωt）=π-E，θlk1＜ωt＜θlk2，θrk2＜ωt＜θrk1，0＜ωt＜2π

，其他，0，

U（n）表达式与式（3）类似，但k∈[1，n]。

（4）

-uc，一个调制波ur，设定ur与uc交截产生的信号

用来驱动VQ1，VQ2，ur与-uc交截产生的信号用来驱动VQ3，VQ4。当ur＞uc时，VQ1导通，VQ2截止，同理当调制波ur＞-uc时，VQ4导通，VQ3截止。当

VQ1，VQ4同时导通时，逆变器输出电压为正向，当VQ1，VQ3或VQ2，VQ4导通时，输出电压为零，当

VQ2，VQ3同时导通时，逆变器的输出电压为负向。

当载波频率、调制波频率均相同时，单极性倍频调制方式下uab的频率是普通单极性调制方式下的两倍。

3.3两种调制方式下SPWM逆变器的谐波比较由式（3），（5）可得两种单极性控制的输出电

压U（n）与n的关系，假设E=311，M=1，N=400，开关频率fs=Nfline=20kHz，对普通单极性和单极性倍频控制下的并网逆变器进行仿真，参数：输入直流电压400V；电网电压220V/50Hz；额定输出功率

3

3.1

单极性调制的谐波分析

普通单极性SPWM调制波的谐波分析图3示出普通单极性SPWM控制的规则采样

示意图。设正弦调制波ur（t）=MEsinωrt，在半个正弦周期内共有N个PWM脉冲。对于第k个脉冲，采样时刻为Tr（k-1）/N，采样值为MEsin[2（k-1）/

1kW；滤波电感3mH；开关频率20kHz。图5示出两种控制下uab的各次谐波。可见，单极性调制方

式下uab所含的谐波主要在载波频率及几倍载波频率附近。而单极性倍频调制方式在不提高开关频率的前提下，提高了uab的谐波频率，所含谐波主要在偶数倍载波频率附近。由于uab（s）-ug（s）=

N]，所以第k个脉冲宽度为：

2π（k-1）

δk=M2πsin

NN式中：k=1，2，3，…N。

（1）

sLiL（s）自然进网电流的谐波频率和uab的谐波频

率是一致的，谐波频率越高，滤波越容易，从而采用较小滤波器即可获得较低的THD和较高的功率因数。因此采用单极性倍频调制的单相桥式

SPWM逆变电源具有更优越的性能。

设第k个脉冲起始相位角θlk=θk-δk/2，终止相位角θrk=θk+δk/2。由图2得普通单极性输出电压：

，E，θlk＜ωt＜θrk，0＜ωt＜π

，（2）uab（ωt）=，-E，θlk＜ωt＜θrk，π≤ωt＜2π

，其他，0，

设基波与各次谐波电压有效值为U（n），可得：U（n）=4E·姨2nπ2k-1

ΣsinΣN

k=1N/2

图6示出两种控制下的进网电流仿真频谱。

k-12πnπsin2Mnπ·sin

NNΣπΣΣπ（3）

式中：E为正弦波峰值；M为调制比；N为载波比。

3.2单极性倍频SPWM调制波的谐波分析图4示出单极性倍频SPWM控制的规则采样

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基于单极性SPWM控制的并网逆变器的研究

普通单极性控制下的进网电流THD=7.88%，单极性倍频控制下THD=3.99%。可见，单极性倍频调制方式提高了SPWM波形的谐波频率，且

截使得逆变器输出电压仍为正，并网电流也为正，因此并网电流在电压过零处不会发生畸变，不过会滞后于电网电压。

THD比普通单极性要小，与理论分析一致。

5实验结果及分析

在实验室研制一台容量为1kW的全桥并网

4过零点振荡讨论

图7示出普通单极性SPWM控制方法在电压

逆变器。实验参数为直流输入电压：380～550V；电网电压220V/50Hz；额定输出功率1kW；滤波电感7.5mH；开关频率20kHz。

图9a示出输出满载时普通单极性控制下的进网电流iin和并网电压ug波形，在电压过零处出现过零振荡，并网电流THD=10%。图9b示出输出满载时单极性倍频控制下的iin和ug波形，在电压过零处并未出现过零振荡，THD=4.0%。说明单极性倍频控制可很好的抑制过零振荡，能够减小

过零点产生SPWM控制脉冲的示意图。其中E1为理论与基准同相位的误差信号，由于电流环存在积分环节，导致实际输出误差信号E2与基准信号有一个相位差。SPWM1和SPWM2分别为理论与实际上的高频臂VQ4驱动信号[5]。

THD，提高并网功率因数。

在t1时刻，工频管VQ1关断，VQ2开通，此时理论上SPWM1应变为最大占空比，即VQ4的占空比为最大，然后逐渐减小。由于上下管是互补导通的，故VQ3在t1时刻是最小占空比，然后逐渐增大。此时并网电流由零变负。

实际上，由E2产生的SPWM2在t1时没有减小为零，故并网电流保持正值。且SPWM2占空比由小变大。对于主电路，VQ4导通时间由小变大，

6结论

分别研究两种调制方式，通过各自的谐波关系及仿真验证了单极性倍频控制下进网电流具有较小的THD，详细分析了普通单极性控制下进网电流过零畸变的原因，说明单极性倍频控制下进网电流可较好做到过零点平滑过渡。最后给出实验验证，结果表明单极性倍频控制下进网电流不存在过零畸变，且进网电流THD较小。

VQ3导通时间由大变小，不符合逆变器输出电压

由零逐渐变负的条件，因此在该控制方式下，并网电流在并网电压过零处就会引起过零振荡。

图8示出单极性倍频SPWM控制方法在电压过零点产生SPWM控制脉冲的示意图。

参考文献

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1999．

关赵

在t1～t2时刻，理论上SPWM1和SPWM4不再交截，逆变器输出电压为负，并网电流也为负。但实际上，由E2产生的SPWM1′和SPWM4′仍有交

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比较[J]．电气应用，2006，25（10）：66-69．的研究[D]．杭州：浙江大学，2004．

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