第３０卷第９期 太阳能学报 Ｖｏ１．３０，Ｎｏ．９ Ｓｅｐ．，２００９ ２００９年９月 Ａ（ ｃＡ ＥＮＥＲＧＩＡＥ ＳＯＬＡＲＬＳ ＳＩＮＩＣＡ 文章编号：０２Ｓ４＿ｏ０９６（２００９）０９．１２０２－０７ 单相非隔离型光伏并网系统中 共模电流抑制的研究 张 兴 ，孙龙林 ，许 颇２，赵 为２，曹仁贤２ （１．合肥工业大学电气与自动化工程学院，合肥２３ＯＯＯ９；２．合肥阳光电源有限公司，合肥２３００８８） 摘要：首先分析了无变压器的光伏并网系统中产生共模电流的原因，从单相半桥和全桥拓扑结构出发，在得出 共模电流抑制基本规律的基础上，研究了几种能有效抑制共模电流的拓扑结构，并提出一种能够抑制共模电流的 混合桥臂拓扑，通过仿真验证了该方案的正确性。最后，对这几种拓扑结构的损耗进行了比较研究。 关键词：光伏并网；逆变器；共模电压；共模电流；｝Ｉ５ 中图分类号：ＴＭ６１５ 文献标识码：Ａ ０ 引 言 光伏并网系统中常采用带工频或高频变压器的 一－１ 光伏 Ｕ 寄生一Ｊ一 电容 （丫 电网 ．．｜ ·一一隔离型光伏并网逆变器，这样确保了电网和光伏系 统之间的电气隔离，从而提供人身保护并避免了光 伏系统和地之间的漏电流。然而，若采用工频变压 ｊ 共模电流 器，其体积大、质量重且价格昂贵；若采用高频变压 图１无变压器的光伏并网系统中的寄生电容和共模电流 Ｆｉｇ．１ Ｐａｒａｓｉｔｉｃ ｃａｐａｃｉｔａｎｃｅｓ ａｎｄ ｃｏｍｍｏｎ—ｍｏｄｅ ｃｕｒｒｅｎｔｓ ｉｎ 器，功率变换电路将被分成数级，使控制复杂化，同 时还降低了系统效率。为了克服上述有变压器的隔 离型并网系统的不足，需研究无变压器的非隔离型 ｔ￣ｌｓｆｏｉ＇ｍｌｅｓｓ ｇｒｉｄ·ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ ｐｈｏｔｏｖｏｌｔａｉｃ ｓｙｓｔｅｍ 由于光伏电池的面积较大，对地的寄生电容值 ｊ，产生的 逆变器拓扑。无变压器拓扑的一个突出优点是能够 在雨天或潮湿的环境下达到２００ｎＦ／ｋＷ，提高整个系统的效率，可达到９７％～９８％ｌｌ 。这对 共模电流将可能超过允许范围 ｊ。研究表明：为 ’于发电成本较高的光伏并网系统来说具有很大的吸 引力。然而，目前对光伏并网系统的研究大都集中 在最大功率点跟踪和孤岛检测等理论研究方面 ３ ， 而对相关工程问题的研究相对较少。本文对非隔离 了抑制共模电流，可以考虑改进并网逆变器的拓扑 结构或采用适当的调制策略。本文首先分析了无变 压器的非隔离型光伏并网系统中产生共模电流的原 因，对能够抑制共模电流的拓扑结构进行了分析并 型单相并网逆变器中共模电流抑制的问题进行了研 提出一种能够抑制共模电流的混合桥臂拓扑，最后 对不同拓扑结构的损耗进行了比较分析。 究。 如图１所示，在无变压器的非隔离型光伏并网 １非隔离型单相光伏并网系统的共模 分析 为方便分析，以下分别讨论单相全桥、半桥并网 系统中，电网和光伏阵列之间存在直接的电气连接， 由于光伏阵列和地之间存在寄生电容，从而形成了 由寄生电容、滤波元件和电网阻抗组成的共模谐振 回路。而寄生电容上变化的共模电压则能够激励这 逆变器的共模问题。 １．１单相全桥逆变器的共模分析 个谐振回路从而产生相应的共模电流。 收稿日期：２００８—０３．３１ 通讯作者：孙龙林（１９８４～），男，硕士研究生，主要从事光伏发电技术方面的研究。ｓｕｎｌｏｎｇｌｉｎ３２１＠１６３．ｏｏｍ ９期 张兴等：单相非隔离型光伏并网系统中共模电流抑制的研究 在电网电流正半周期，当Ｓ１、Ｓ４导通时，共模 图２所示为单相全桥逆变器及其共模电压的分 调制，析电路。以电网电流正半周期为例， ＵＩ：／）表示全 电压为： 桥逆变器交流输出ａ、ｂ点对直流负母线０点的电 压， 表示电感上的压降， 表示电网电压， 表示 ０．５（ ＋ ｂｏ）＝０．５（ ＋０）＝０．５ Ｐｖ （７） 当ｓ１关断，Ｓ２、Ｓ４导通时： 寄生电容上的共模电压， 表示共模谐振回路中的 共模电流。根据基尔霍夫电压定律，可列出共模回 路的电压方程： ０．５（ ＋ ）＝０．５（０＋０）＝０ （８） 图３为单极性调制的ＰＷＭ、共模电压及共模电 流仿真波形。从图中可看出，采用单极性调制的全 ＋ Ｉ ＋ ＋ ＝０ （１） 桥拓扑产生的共模电压为幅值在零与 ／２之间变 一 ｂ０一 Ｌ＋／）ｅｒａ＝０ （２） 式（１）、（２）相加可得共模电压Ｕｃｍ为： ０．５（ ＋ ｂ０～ Ｅ）＝０．５（ 劬＋１３ｂ０）一０．５ｖｇ （３） 而流过寄生电容上的共模电流 为： ｊ— ｉ ＝Ｃ Ｕ／］＿ｃｒｎ （４） 可见，共模电流与共模电压的变化率成正比。 由于 为工频电网电压，则由 在寄生电容上产 生的共模电流一般可忽略，而 、 加为ＰＷＭ高频脉 冲电压，共模电流主要由此激励产生。因此，工程上 并网逆变器的共模电压可近似表示为： ０．５（ 劬＋ ｂ０） （５） 为了抑制共模电流，应尽量降低 的频率，而 开关频率的降低则带来系统性能的下降。但若能使 为一定值，则能够基本消除共模电流，即功率器 件所采用的ＰＷＭ开关序列应使ｆｔ．、ｂ点对０点的电 压之和满足： ＋ ＝定值 （６） 对于单相全桥拓扑，通常可以采用两种ＰＷＭ调 制策略来形成ＰＷＭ开关序列，即单极性调制和双极 性调制。不同的调制策略对共模电流的抑制效果相 差很大，以下分别进行讨论。 １）单极性调制 对于图２所示的单相全桥拓扑，若采用单极性 图２全桥逆变器及其共模电压分析 Ｆｉｇ．２ Ｆｕｌｌ—ｂｒｉｄｇｅ ｉｎｖｅｒｔｅｒ ａｎｄ ｉｔｓ ｃＯｌｍ姗ＩＩ１０ｄｅ ｖｏｌｔａｇｅ ａｎａｌｙｓｉｓ 化且频率为开关频率的ＰＷＭ高频脉冲电压。此共 模电压激励共模谐振回路产生共模电流，其数值达 到数安培并随开关频率的增大而线性增加。 ３ｏｏ．Ｏ １０ｏ．０ １００．０ ３ｏ０．０ 之２００．５０． ０ ５０．０ ０．０ ５．０ 、０．０ ５．０ ２４．Ｏ ２８．Ｏ ３２．Ｏ ３６．０ ４０．０ ｔ／ｍｓ 图３全桥单极性调制的共模电压和 共模电流波形（Ｖ ＝３００Ｖ） Ｆｉｇ．３ Ｃｏｍｍｏｎ—ｍｏｄｅ ｖｏｌｔａｇｅ ａｎｄ ｃｏｍｍｏｎ—ｃｕｒｒｅｎｔ ｉｎ ａ ｆｕｌｌ—ｂｒｉｄｇｅ ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ ｕｎｉｐｏｌａｒ ＰＷＭ（ ＝３００Ｖ） ２）双极性调制 若采用双极性调制，对于图２所示的单相全桥 拓扑，当ｓｌ、Ｓ４导通时： ＴＪ咖＝０．５（ ＋ ）＝０．５（ Ｐｖ＋０）＝０．５ Ｐｖ （９） 当Ｓｌ、ｓ４关断，而Ｓ２、ｓ３导通时： ０．５（Ｕ棚＋ ｂ０）＝０．５（０＋ Ｐｖ）＝０．５ Ｐｖ （１０） 在开关过程中 ＝０．５ ，由于稳态时， 近似不 变，因而 近似为定值，由此所激励的共模电流近 似为零。可见，对于单相全桥并网逆变器而言，若采 用双极性调制则能够有效抑制共模电流，其ＰＷＭ、 共模电压及共模电流的仿真波形如图４所示。 从图４所示的波形可看出，双极性调制的全桥 拓扑的共模电压几乎恒定不变，由其激励产生的共 模电流只是毫安级的。然而和单极性调制相比，双 极性调制存在明显不足：在整个电网周期中，４个功 率器件都以开关频率工作。因此，产生的开关损耗 是单极性调制的２倍；另外，双极性调制交流侧的输 １２０４ 太 阳 能 学 报 ３Ｏ卷 出电压在 和一 之间变化，产生的电流纹波是 单极性调制的２倍，这便增加了交流滤波电感上的 ２抑制共模电流的实用电路拓扑 损耗。目前，双极性调制的全桥拓扑的最高效率约 ２．１带交流旁路的全桥逆变器 为９５％ 》 ＼ ｛一 ＞ 《 图４全桥双极性调制的共模电压和 共模电流波形（Ｖｐｖ＝３０ｏｖ） Ｆｉｇ．４ Ｃｏｍｍｏｎ－ｍｏｄｅ ｖｏｌｔａｇｅ ａｎｄ ｏｏｌｎｌｎｏｎ－Ｉｎｏｄｅ ｃｕｒｒｅｎｔ ｉｎ ａ ｆｕｌｌ－ｂｒｉｄｇｅ ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ ｂｉｐｏｌａｒ ＰＷＭ（ ＝３００ｖ） １．２半桥逆变器的共模分析 图５所示为半桥拓扑结构。从图中可以看出， 半桥拓扑中寄生电容上的共模电压与开关频率无 关，为半桥均压电容上的电压Ｖ 。若电容Ｃ１、Ｃ２ 相等且容量足够大，则Ｙｂ０的幅值为０．５ ｗ且在功率 器件开关过程中基本不变。 图５半桥逆变器 Ｆｉｇ．５ Ｈａｌｆ－ｂｒｉｄｇｅ ｉｎｖｅｒｔｅｒ 因此，半桥拓扑基本不产生共模电流。但对于 半桥拓扑，由于电压利用率低，直流侧需要的输入电 压较高，前级可能需要ｂｏｏｓｔ ｄｃ／ｄｃ变换器，从而影响 了半桥拓扑的效率。半桥逆变器的最高效率为 ９２％ｎ］因此，一般实际中不常采用。 从半桥和全桥逆变器的共模电压分析中可看 出，拓扑结构以及调制方法的不同所产生的共模电 压存在差异。因此，在考虑电路效率条件下，可以改 变调制策略或拓扑结构来抑制共模电流。以下分析 几种能够抑制共模电流的实用拓扑结构。 由于双极性调制的全桥拓扑开关损耗大，文献 ［７］中提到图６所示的带交流旁路的全桥拓扑。该 拓扑是对双极性调制的全桥拓扑的改进，即在全桥 拓扑的交流侧增加一个由２个ＩＧＢＴ组成的双向续 流支路，使得续流回路与直流侧断开，从而使该拓扑 不仅抑制了共模电流而且还使交流侧的输出电压和 单极性调制相同，因此提高了逆变器的效率。以电 网电流正半周期为例，对共摸电压进行分析。 ０ 图６带交流旁路的全桥拓扑 Ｆｉｇ．６ Ｆｕｌｌ—ｂｒｉｄｇｅ ｗｉｔｈ ａｃ ｂｙｐａｓｓ 在电网电流正半周期，ｓ５始终导通而Ｓ６始终关 断。当Ｓ１、Ｓ４导通时： Ｖｃｍ＝０．５（ ＋ ∞）＝０．５（ Ｐｖ＋０）＝０．５Ｖｐｖ （１１） 当Ｓ１、Ｓ４关断时，电流经Ｓ５、Ｓ６的反并联二极 管续流，此时： Ｖｃｍ＝０．５（ ＋ ∞）＝０．５（０．５Ｖｗ＋０．５Ｖｐｖ）＝０．５Ｖｐｖ （１２） 若 Ⅳ不变则共模电压始终保持恒定。负半周 期的换流过程及共模电压分析与正半周期类似。 和采用双极性调制的单相全桥拓扑相比，该拓 扑中Ｈ桥上流过电流的调制开关的正向电压由 降低为０．５ ，从而降低了开关损耗。另一方面，由 于增加了一个新的续流通路，该拓扑的交流侧输出 电压和单极性调制的输出电压相同，从而有效降低 了输出电流的纹波，减小了滤波电感上的损耗。该 拓扑的最高效率达到９６．３％［７１。 ２．２带直流旁路的全桥逆变器 图６所示拓扑是在单相全桥拓扑的交流侧增加 功率开关器件，构成续流支路，然而也可以在直流母 线上增加功率开关器件，以使续流回路与直流侧断 开，其拓扑如图７所示。该拓扑由６个功率开关器 件和２个二极管组成。其中，ｓ１～ｓ４工作在电网频 率，可忽略其开关损耗，而Ｓ５、Ｓ６以开关频率工作。 ９期 张兴等：单相非隔离型光伏并网系统中共模电流抑制的研究 在电网电流正半周期时，Ｓ１、ｓ４保持导通，ｓ５、Ｓ６ 压为： 在电网电流正半周期Ｓｌ始终导通，当正弦调制 Ｖｃｍ＝０．５（ ＋ ｂ０）＝０．５（ＶＰｖ＋０）＝０．５Ｖｐｖ（１５） 以开关频率调制。当Ｓ１、ｓ４、ｓ５、Ｓ６导通时，共模电 波大于三角载波时，Ｓ５、ｓ４导通，共模电压 为：０．５（ ＋ ｂ０）：０．５（ Ｐ、『＋０）＝０．５ Ｐｖ （１３） 当正弦调制波小于三角载波时ｓ５、Ｓ４关断，电流经 由于其关断阻抗很高，共模电流很小，阻断了寄生电 当ｓ５、Ｓ６关断时，存在２条续流路径，分别为：Ｓ１、ｓ３ Ｓ３的反并联二极管、Ｓ１续流。当ｓ２、Ｓ４、ｓ５关断后， 的反并联二极管及Ｓ２的反并联二极管、ｓ４，则： ０．５（ ∞＋Ｖ∞）＝０．５（０．５ Ｐｖ＋０．５ Ｐｖ）＝Ｏ．５Ｖｅｖ （１４） 容的放电，Ｖ 、 ∞近似保持原寄生电容的充电电压 ０．５ＶＰｖ，则： 图７带直流旁路的全桥拓扑 Ｆｉｇ．７ Ｆｕｌｌ—ｂｒｉｄｇｅ ｗｉｔｈ ｄｃ ｂｙｐａｓｓ 负半周期的换流过程及共模电压分析与正半周 期类似。显然在开关过程中，若 ｗ保持不变则共 模电压恒定，调制开关Ｓ５、Ｓ６的正向电压为０．５Ｖｐｖ， 因而开关损耗得到降低，且交流侧输出电压与单极 性调制的全桥拓扑相同，因而电流纹波小，降低了输 出滤波电感上的损耗，最高效率达到９７．４％ ｊ。 ２．３ １＂１５拓扑 在图７所示的带直流旁路的全桥拓扑中，Ｓ４、ｓ２ 在电网电流的正负半周分别始终导通，而Ｓ６始终以 开关频率调制。若将ｓ４、ｓ２和Ｓ６合并即Ｓ４、ｓ２在电 网电流的正负半周分别以开关频率进行调制，从而 省略ｓ６得到图８所示的Ｈ５拓扑 。该拓扑是由德 国ＳＭＡ有限公司提出且已在中国申请了技术专利。 ＳＭＡ公司的Ｓｕｎｎｙ Ｍｉｎｉ Ｃｅｎｔｒａｌ系列并网逆变器采用 该拓扑结构，其最高效率达到９８．１％，欧洲效率达到 ９７．７％Ｉｓ］该拓扑中，ｓ１、ｓ３在电网电流的正负半周各自导 通，Ｓ４、Ｓ５在电网正半周期以开关频率调制，而ｓ２、 Ｓ５在电网负半周期以开关频率调制 。现以电网正 半周期为例对其共模电压进行分析。 Ｏ 图８ Ｈ５拓扑 Ｆｉｇ．８ Ｈ５ ｔｏｐｏｌｏｇｙ １３ｃｍ＝０．５（ 棚＋ ∞）＝０．５（０．５ＶＰｖ＋０．５ＶＰｖ）＝０．５ Ｐ、『 （１６） 负半周期的换流过程及共模电压分析与正半周 期类似。可见在开关过程中，若 ｗ保持不变则共 模电压恒定，且交流侧输出电压与单极性调制的全 桥拓扑相同。 上述几种拓扑都能够抑制共模电流，但Ｈ５拓扑 所需的功率器件最少，从而最大限度地降低了成本。 ２．４混合桥臂拓扑 从对上述３种能够抑制共模电流的拓扑结构的 分析，可以看出抑制共模电流的共同特征，即交流电 路在续流阶段借助于直流电路中的开关元件使得交 流电路与直流电路脱开连接，且续流回路要使得ａ、ｂ 点对０点的电压都为０．５Ｖｐｖ。据此，本文提出一种 基于混合桥臂的新型无变压器单相光伏并网逆变器 拓扑，如图９所示。 Ｏ 图９本文提出的混合桥臂拓扑 Ｆｉｇ．９ Ｐｒｏｐｏｓｅｄ ｈｙｂｒｉｄ－ｂｒｉｄｇｅ ｔｏｐｏｌｏｇｙ 该拓扑由６个ＩＧＢＴ和２个二极管组成。其中 Ｓｌ—ｓ４由正弦调制波和三角载波的比较来控制其导 通和关断，而Ｓ５、Ｓ６依据电网频率工作，即在电网电 流的正负半周分别导通。具体分析如下： 在电网电流正半周期，ｓ５始终导通，当正弦调 制波大于三角载波时，Ｓｌ、ｓ４导通，此时共模电压为： Ｖｏｎ，＝０．５（ ＋ ∞）＝０．５（ ＋０）＝０．５ Ｐｖ （１７） ｌ２０６ 太 阳 能 学 报 ３０卷 当正弦调制波小于三角载波时，Ｓｌ、Ｓ４关断，电 流经Ｄ１和ｓ５续流，同理由于开关器件关断阻抗很 电容的充电电压０．５Ｖｒ，ｖ，所以： Ｖｃｍ＝０．５（ ＋ ｂ０）＝０．５（０．５ Ｐｖ＋０．５ Ｐｖ）＝０ ５Ｖｒ，ｖ （１８） 的特性有关。 通态损耗和通态时导通的功率器件的数目以及 件其通态损耗越大。开关损耗是损耗中的主要部 高，阻断了寄生电容的放电， 、 ∞近似保持原寄生 功率器件的额定电压有关。额定电压越高的功率器 分。一个电网周期中开关次数越多，开关损耗越大； 此外，开关损耗还与调制器件的额定电压有关，额定 电压越大，开关损耗越大。 下面在直流侧最高输入电压为８００Ｖ，开关频率 在正半周期，若稳态时 不变，则共模电压恒 定。在负半周期时，Ｓ６始终导通，ｓ２、ｓ３由正弦调制 波和三角载波的比较来控制其导通和关断，共模电 压分析与正半周期类似。 图ｌ０是所提出拓扑的共模电压和共模电流的 仿真波形。从仿真波形可看出，该拓扑能够抑制共 模电流，且交流侧输出电压和单极性调制的全桥拓 扑相同，因而电流纹波小，降低了输出滤波电感上的 损耗。 图１０混合拓扑的共模电压和共模电流波形（ ＝３ｏｏｖ） ＦＩｇ＿ｌＯ Ｃｏｍｍｏｎ—ｍｏｄｅ ｖｏｌｔａｇｅ ａｎｄ ｃｏｍｍｏｎ－ｍｏｄｅ ｉｎ ｈｙｂｆｄ－ｂｆｉｄｇｅ ｔｏｐｏｌｏｇｙ（ ＝３ｏｏｖ） ３各种拓扑结构损耗的比较 对于上述的逆变器而言，其功率损耗主要有３ 个方面： １）辅助控制电路的损耗。对于不同的拓扑，该 部分的损耗恒定且相等； ２）滤波电感上的损耗。电感上的损耗和电流 （电阻损耗）及其纹波（磁损耗）有关。若功率相同， 则所有拓扑结构上电感电流都一样，但是电流纹波 因拓扑结构的不同而存在差异。采用双极性调制的 全桥拓扑上的电流纹波是其它拓扑的２倍｜５ Ｊ。因 此，和其它拓扑结构相比，其电感上的损耗较大； ３）功率器件上的损耗。功率器件上的损耗包括 通态和开关损耗，两者都和电流、电压以及器件本身 为１０ｋＨｚ的相同条件下比较上述不同拓扑结构的功 率损耗。 对于双极性调制的全桥拓扑，４个ＩＧＢＴ都工作 在开关频率，在一个电网周期中ＩＧＢＴ的总开关次数 为４０Ｋ。ＩＧＢＴ的开关电压为 （ 表示直流侧输 入电压）。考虑裕量所选用ＩＧＢＴ的额定电压应为 ｌ２００Ｖ。 对于Ｉ－ＩＳ拓扑，Ｓ１、ｓ３阻塞电压为 应选用额 定电压为１２００Ｖ的ＩＧＢＴ，因以工频工作可忽略其开 关损耗。Ｓ４、ｓ２以开关频率分别在电网电流正负半 周工作，开关电压为 ｉ ／２，但阻塞电压为 ，所选 ＩＧＢＴ的额定电压应为１２００Ｖ。Ｓ５的开关电压和阻 塞电压都为 ／２，所以其额定电压为６００Ｖ。其它拓 扑结构的分析与其类似。 表１概括了不同拓扑的损耗情况。从表１中可 看出，双极性调制的全桥拓扑因开关次数最多、调制 器件的开关电压为 ，额定电压为１２００Ｖ，所以损耗 最大。增加交流旁路后，调制器件的开关电压由 降为 ２，损耗得到降低。带直流旁路的全桥拓扑 通态损耗和其它拓扑相比较高，但其调制器件的额 定电压都为６００Ｖ，损耗得到进一步降低。和带交流 旁路的全桥拓扑相比，由于减少１个功率器件，降低 了｝ｉ５拓扑的通态损耗，从而使得效率得到进一步提 高。本文所提出的混合桥臂拓扑的通态及开关调制 器件和Ｈ５拓扑相同，因而两者的损耗应接近。 ４结 论 本文分析了单相非隔离型光伏并网系统中共模 电流产生的机理，比较了采用不同调制策略的单相全 桥逆变器上共模电流的差异，研究了几种能够抑制共 模电流的拓扑，得出了抑制共模电流的基本规律。在 此基础上提出一种混合桥臂的无变压器非隔离型单 相并网拓扑，通过仿真分析验证该拓扑能够抑制共模 ９期 张兴等：单相非隔离型光伏并网系统中共模电流抑制的研究 １２０７ 注：Ｓ１２表示额定电压为１２００Ｖ的功率器件；Ｄ１２表示额定电压为１２００Ｖ的二极管；ＤＳ表示ＩＧＢＴ的反并联二极管； 表示直流 侧输入电压。 ［参考文献］ ｌ＿６ｐｅｚ Ｏ，Ｔｅｏｄｏｒｅｓｃｕ Ｒｅｍｕｓ，Ｆｒｅｉｊｅｄｏ Ｆｒａｎｃｉｓｃｏ，ｅｔ ａ１． １￣ａｋａｇｅ ｃｕｒｒｅｎｔ ｅｖａｌｕａｔｉｏｎ ｏｆ ａ ｓｉｒ１ ｅ－ｐｈａｓｅ ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒｌｅｓｓ ［４］Ｙａｎｇ Ｈａｉｚｈｕ，Ｊｉｎ Ｘｉｎｍｉｎ．Ａｎｔｉ—ｉｓｌａｎｄｉｎｇ ｃｏｎｔｒｏｌ ｏｆ ｄ—ＣＯＩｌ— ｎｅｃｔｅｄ ｐｈｏｔｏｖｏｈａｉｃ ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｂａｓｅｄ ０１１ ｐｏｓｉｔｉｖｅ ｆｅｅｄｂａｃｋ ｆｒｅ— ｑｕｅｎｃｙ ｄ，４ｔｔ［ｊ］．Ａｅｔａ Ｅｎｅｒｇｉａｅ Ｓｏｌａｒｉｓ Ｓｉｎｉｅａ，２００５，６（３）：２ ４０９＿一４１２． ＰＶ ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ ｔｏ ｈｅｔ ｄ［Ａ］．Ａｐｐｌｉｅｄ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃ— ｔｒｏｎｉＣＳ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，ＡＰＥＣ ２００７一Ｔｗｅｎｔｙ Ｓｅｃｏｎｄ Ａｎｎｕａｌ ［５］Ｒｏｂｅｒｔｏ Ｇｏｎｚ０Ｊｅｚ，Ｊｅｓ Ｌ６ｐｅｚ，Ｐａｂｌｏ Ｓｍｌｅｈｉｓ，ｅｔ ａ１．Ｔｒａｎｓ— ｆｏｒｍｅｒｌｅｓｓ ｉｎｖｅｔｒｅｒ ｆｏｒ ｓｉｎｆ；Ｉｅ－Ｐｈａｓｅ ｐｈｏｔｏｖｏｈａｉｃ ｓｙｓｔｅｍｓ［ＪＪ． ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ Ｏｉｌ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，２００７，２２（２）： ６９３—６９ｒ７． ＩＥＥＥ ＣＩ，Ｐｕｂｌｉｃａｔｉｏｎ Ｄａｔｅ：Ｆｅｂ．２５ ２００７一Ｍａｒｃｈ １，２０ｏ７， ９０７～９ｌ２． ［２］ ｋｆｉｐｅｚ Ｏ．Ｔｅｏｄｏｒｅｓｃｕ Ｒｅｍｕｓ，Ｄｏｖａｌ—Ｇａｎｄｏｙ Ｊｅ ．Ｍｕｈｉｌｅｖ— ｅｌ ｔｒｍｌｓｆｏｒｍｅｒｌｅｓｓ ｔｏｐｏｌｏｇｉｅｓ ｆｏｒ ｓｉｎｇｌｅ－ｐｈａｓｅ ｇｒｉｄ—ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ ［６］Ｋｅｒｅｋｅｓ Ｔ，Ｔｅｏｄｏｒｅｓｃｕ Ｒ，Ｐｏｍｐ Ｕ．Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒｌｅｓｓ ｐｈｏｔｏ— ｖｏｌｔａｉｃ ｉｎｖｅｒｔｅｒｓ ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ ｔｏ ｔｈｅ ｄ ｌ Ａ ．Ａｐｐｌｉｄ Ｐｏｅｗｅｒ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ Ａ Ｉ．ＩＥＥＥ Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ Ｅｌｃｔｅｒｏｎｉｅｓ，ＩＥＣＯＮ ２ＯＯ６－ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅｉ Ｃ ｌ，ＡＰＥＣ ２００７一Ｔｗｅｎｔｙ Ｓｅｃｏｎｄ Ａｎ— ｎｕａｌ ＩＥＥＥ．Ｆｅｂ．２５ ２００７一Ｍａｒｃｈ １ ２００７．１７３３—１７３７． ３２ｎｄ Ａｎｎｕａｌ Ｃｏｆｅｎｒｅｎｃｅ Ｏｎ［Ｃｊ，Ｐａｒｉｓ，２００６，１１：５ｌ９１— ５ｌ９６． ［７］Ｇｏｎｚ０１ｅｚ Ｒｏｂｅｒｔｏ，Ｊｅｓｕｓ Ｌ６ｐｅｚ，Ｐａｂｌｏ Ｓａｎｅ￣ｓ，ｅｔ ａ１．Ｈｉｇｈ— ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ ｔｒａｎｓｆｏｎｎｅｒｌｅｓｓ ｓｉｎｇｌｅ－ｐｈａｓｅ ｐｈｏｔｏｖｏｈａｉｅ ｉｎｖｅｒｔｅｒ 刘建政，等．单级式光伏并网逆变系 ［３］ 吴理博，赵争鸣，统中的最大功率点跟踪算法稳定性研究 Ｊ］．中国电机 工程学报，２００６，２６（６）：７３—７７． 『Ａ］．１２ｔｈ Ｉｎｔｅｍａｔｉｍｍ．１ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ ａｎｄ Ｍｏｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ ＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅｌＣ』，Ｐｏｒｔｏｍｚ，２００６．８：ｌ８９５—１９００． ［３］ Ｗｕ Ｌｉｂｏ，Ｚｈａｏ Ｚｈｅｎｇｍｉｎｇ，Ｌｉｕ Ｊｉｍ￣．ｈｅｎｇ，ｅｔ ａ１．Ｒｅｓｅａｒｃｈ Ｏｉｌ ｔｈｅ ｓｔａｂｉｌｉｙ ｏｆｔ ＭＰＰＴ ｓｔｒａｔｅｇｙ ａｐｐｌｉｅｄ ｉｎ ｓｉｎｇｌｅ－ｓｔａｇｅ ｄ— ［８］ 德国ＳＭＡ技术股份公司．Ｓｕｎｎｙ ｆａｍｉｌｙ ２００７／２００８［ＥＢ／ ＯＬ］．ｈｔｔｐ：／／ｄｏｗｎｌｏａｄ．Ｓｌｌｌａ．ｄｅ／ｓｍａｐｒｏｓａ／ｄａｔｅｉｅｒｄ２４８５／ＳＯ— ＬＡＲＫＡＴ－２１一ＡＥ３３０７．ｐａ１．２００７，１４＿一ｌ７． ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ ｐｈｏｔｏｖｏｈａｉｅ ｓｙｓｔｅｍ［Ｊｊ．Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ ＣＳＥＥ， ２００６，２６（６）：７３—７７． ：９］维克托·Ｍ，布雷米克·ｓ，格赖策·Ｆ，等．用于将直流电 压源的直流电压转换成交流电压的方法 Ｐ］．中国专 利：２００５１００７９９２３．１，２００５．１２—２８． ４］ 杨海柱，金新民．基于正反馈频率漂移的光伏并网逆 变器反孤岛控制［Ｊ］．太阳能学报，２００５，２６（３）： ４１２ 太 阳 能 学 报 ３０卷 ＲＥＳＥＡＲＣＨ ｏＮ Ｃｏ 僵ｏＮ—ＭＯＤＥ ＣＩ ＲＥＮＴ ＲＥＤＵＣＴＩＯＮ ｏＦ ＮｏＮＩＳｏＬＡＴＥＤ ＳＤ ＧＬＥ．Ｉ ＳＥ ＧＲⅡ）一ＣｏＮＮＥＣＴＥＤ ＰＨｏＴｏＶｏＬＴＡＩＣ ＳＹＳＴＥＭＳ Ｚｈａｎｇ Ｘｉｎｇ ，Ｓｕｎ Ｌｏｎｇｌｉｎ ，Ｘｕ Ｐ ，Ｚｈａｏ Ｗｅｉ２，Ｃａｏ Ｒｅｎｘｉａｎ２ （１．Ｓｃｈｏｏｌ ｏｆＥｌｅｃｔｒｉｃａｌ Ｅｎｇｉ，￣ｒｉｎｇ ａｎｄＡｔｔｔｏｍａｔｉｏｎ，Ｈｅｆｅｉ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ ｆＴｅｃｈｎｏｌｏｏｇｙ，Ｈｅｆｅｉ ２３０００９，Ｃｈ／ｎａ； ２．Ｈｅｆｅｉ Ｓｕｎｇｒｏｗ Ｐｏｗｅｒ Ｓｕｐｐｌｙ ＣＯ，ＬＴＤ， ２３００８８， ） Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｃｏｍｍｏｎ—ｍｏｄｅ ｃｕｒｒｅｎｔｓ ｄｕｅ ｔｏ ｔｈｅ ｃａｐａｃｉｔａｎｃｅ ｂｅｔｗｅｅｎ ｔｈｅ ｐｈｏｔｏｖｏｈａｉｃ ａｒｍｙ ａｎｄ ｅａｒｔｈ ｃｏｕｌｄ ｏｃｃｕｒ ａｎｄ ｔｈｅ ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ ｅｍｉｓｓｉｏｎｓ ａｎｄ ｐｏｔｅｎｔｉａｌ ｓａｆｅｔｙ ｔｒｏｕｂｌｅｓ ｃｏｕｌｄ ｉｎｃｒｅａｓｅ．Ｓｏ ｃｏｍｍｏｎ—ｍｏｄｅ ｃｕｒｒｅｎｔｓ ｍｕｓｔ ｂｅ ｒｅｄｕｃｅｄ ｉｎ ｄ—ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ ｉｎｖｅｒｔｅｒｓ ｆｏｒ ｎｏｎｉｓｏｌａｔｅｄ ｐｈｏｔｏｖｏｌｔａｉｃ ｓｙｓｔｅｍｓ．Ｉｎ ｔｈｉｓ ｐａｐｅｒ，ｃａｕｓｅｓ ｆｏｒ ｃｏｍｍｏｎ－ｍｏｄｅ ｃｕｒｒｅｎｔｓ ｉｎ ｔｒａｎｓ— ｏｒｍｌｅｓｓ ｇｒｉｄ－ｃｏｎｎｅｃｔｆｅｄ ｐｈｏｔｏｖｏｌｔａｉｃ ｓｙｓｔｅｍｓ ｗｅｒｅ ａｎａｌｙｚｅｄ ｆｉｒｓｄｙ；ｓｅｖｅｒａｌ ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｔｏｐｏｌｏｇｉｅｓ ｔｈａｔ ｃｏｕｌｄ ａｖｏｉｄ ｔｈｅｓｅ ＣＯＢ— ｍｏＢ··ｍｏｄｅ ｃｕｒｒｅｎｔｓ ａｒｅ ａｎａｌｙｚｅｄ ｏｎ ｔｈｅ ｂａｓｉｓ ｏｆ ｂａｓｉｃ ｌａｗｓ ｏｆ ｃｏｍｍｏｎ－·ｍｏｄｅ ｃｕｒｒｅｎｔ ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ ｏｂｔａｉｎｅｄ ｆｒｏｍ ｓｉｎｇｌｅ－－ｐｈａｓｅ ｈａｌｆ－ｂｒｉｄｇｅ ａｎｄ ｆｕｌｌ—ｂｒｉｄｇｅ．Ａ ｎｅｗ ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒｌｅｓｓ ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｃａｌｌｅｄ ｈｙｂｒｉｄ—ｂｒｉｄｇｅ ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｉｓ ｐｒｏｐｏｓｅｄ．Ｔｈｉｓ ｔｏｐｏｌｏｇｙ ｇｅｎｅｒ－ ａｔｅｓ ｎｏ ｃｏｍｍｏｎ—ｍｏｄｅ ｃｕｒｒｅｎｔｓ ａｎｄ ｈａｓ ｂｅｅｎ ｖａｌｉｄａｔｅｄ ｂｙ ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ．Ａｔ ｌａｓｔ，ｔｈｅ ｌｏｓｓｅｓ ｏｆ ｔｈｅｓｅ ｔｏｐｏｌｏｇｉｅｓ ａｌｅ ｃｏｍ— ｐａｒｅｄ． Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ｇｒｉｄ—ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ ｐｈｏｔｏｖｏｌｔａｉｃ（ＰＶ）；ｉｎｖｅｒｔｅｒ；ｃｏｍｍｏｎ—ｍｏｄｅ ｖｏｌｔａｇｅ；ｃｏｍｍｏｎ—ｍｏｄｅ ｃｕｒｒｅｎｔ；Ｈ５
