单相光伏并网逆变器的研究(本科论文)

单相光伏并网逆变器的研究

轮机工程学院

摘 要

能源危机和环境问题的不断加剧，推动了清洁能源的发展进程。太阳能作为一种清洁无污染且可大规模开发利用的可再生能源，具有广阔应用前景。并且伴随“智能电网”理论的兴起，分布式电力系统正日益受到关注，光伏逆变系统作为分布式电力系统的一种重要形式，使得对该领域的研究具有重要的理论与现实意义。

论文在分析光伏逆变系统发展现状与研究热点的基础上，探讨了光伏逆变系统的主要关键技术，对直接影响光伏逆变系统的工作效率以及工作状态的最大功率点跟踪控制、光伏逆变器控制等技术进行了详细研究。

为研究光伏逆变系统，本文建立了一套完整的光伏逆变系统模型，主要包括光伏电池模块，前级DC/DC变换器，后级DC/AC逆变器，以及相应的控制模块。为了提高系统模型的准确性及稳定性，论文设计了一种输出电压随温度光照改变的光伏电池模型，提出了一种基于Boost升压变换器的最大功率点跟踪（MPPT）控制策略，并且将正弦脉冲宽度调制技术（SPWM）应用于逆变器控制。最后在Matlab/Simulink软件环境下搭建了光伏逆变系统的整体模型，完成系统性的实验验证。

经过仿真实验验证，所提出的光伏逆变系统设计方案正确可行，且输出达到了设计要求，为进一步实现并网功能提供了条件，具有较高的实用参考价值。

关键词：光伏电池；最大功率点跟踪；光伏逆变系统；正弦脉冲调制技术

I

ABSTRACT

With intensify of the energy crisis and environmental problems, the development of clean energy has got a promotion. The solar energy has a broad application because of its friendly-environmental advantage and renewable property. With the proposition of the Smart Grid, Distributed Power System has earned more attention. As an important form of Distributed Power System, photovoltaic inverter system is the key of the research in this field.

This paper discusses the key techniques of photovoltaic inverter system on the basis of analysis of development and research hotspot of PV inverter system and traverses the main techniques such as maximum power point tracking (MPPT) which has a direct influence on work efficiency and work condition and technology of PV inverter.

In order to research PV inverter system, this paper builds an integral model, including PV battery model and DC/DC converter and DC/AC single phase inverter as well as corresponding control models. In order to improve the validity and the stability of the system, the paper uses a PV battery model whose output voltage changes with intensify of the illumination and the real time temperature. And this paper proposes a control method of MPPT on the basis of Boost converter and applies the Sinusoidal PWM in single phase inverter control. At last, we will build an integral PV inverter system by using Matlab/Simulink software, to get a verification and validation.

Through many simulation experiments, the proposed photovoltaic inverter system design is correct and feasible. And the output indicators meet the design requirements. The system paves the road to the further implement and grid connection and has a high practical value.

KEY WORDS: PV battery；maximum power point tracking (MPPT)；PV inverter system；sinusoidal pulse width control (SPWM)

II

目 录

第1章 绪论 ........................................................................................................... 1

1.1课题背景及意义 ........................................................................................ 1 1.2光伏并网逆变器技术简介 ........................................................................ 2 1.3光伏并网逆变器的国内外现状及发展趋势 ............................................ 3 1.4本文主要研究内容 .................................................................................... 4 第2章 光伏并网逆变系统分析 ........................................................................... 5

2.1逆变器拓扑结构 ........................................................................................ 5 2.2并网逆变器输入方式 ................................................................................ 5 2.3并网逆变器的隔离方式 ............................................................................ 6 2.4 并网逆变系统的方案及其工作原理 ....................................................... 7

2.4.1光伏电池的原理及数学模型 .......................................................... 8 2.4.2前级Boost升压电路工作原理 ..................................................... 10 2.4.3后级单相全桥逆变器的工作原理 ................................................ 11 2.5最大功率点跟踪模块的原理及分析 ...................................................... 12

2.5.1最大功率点跟踪原理 .................................................................... 12 2.5.2 爬山法 ........................................................................................... 13 2.6本章小结 .................................................................................................. 15 第3章 光伏并网逆变器的控制及实现 ............................................................. 16

3.1并网逆变器的SPWM技术 ..................................................................... 16

3.1.1 SPWM调制技术原理 .................................................................... 16 3.1.2单相单极性SPWM逆变器 ........................................................... 17 3.1.3单相双极性SPWM逆变器 ........................................................... 17 3.2光伏并网逆变器的输出控制 .................................................................. 18

3.2.1并网逆变器的控制目标 ................................................................ 18 3.2.2并网逆变器的输出控制模式 ........................................................ 18 3.3并网电流闭环控制系统数学模型 .......................................................... 21 3.4本章小结 .................................................................................................. 24 第4章 基于SPWM的并网系统MATLAB/Simulink仿真 ............................. 25

4.1单相光伏并网逆变系统的仿真 .............................................................. 25 4.2光伏电池模型仿真 .................................................................................. 25 4.3并网逆变系统的仿真 .............................................................................. 27 4.4系统仿真结果及分析 .............................................................................. 28 结论 ....................................................................................................................... 30

III

参 考 文 献 ......................................................................................................... 31 致 谢 .............................................................................. 错误!未定义书签。

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采用电流型控制的光伏模块的最大功率控制

单相光伏并网逆变器的研究

第1章 绪论

1.1课题背景及意义

被誉为全球经济血液的能源是影响国家安全的重要因素之一，是人类社会运行和发展的基础物质条件[1]。随着经济社会的快速发展，能源消耗急剧增长，能源危机也越来越引起人们的关注，能源危机是我国乃至全世界一个长久存在的严峻问题，它严重影响着经济的发展和环境的变化。目前世界资源消耗在逐年递增，其特点可以用以下两点概括为：一是发达国家放慢了对能源需求的速率，而发展中国家尤其是亚太地区的却加快了对能源消费的速率。二是在不断走向多元化的世界能源消费结构的影响下，石油的消费早在50年前就超越了能源消费量最大的煤炭，且最近几年和天然气的消耗同呈现持续上升状态。与此同时，能源消费结构也发生了变化，不再是单一的只依靠化石燃料，潮汐能、地热、风能等可再生新能源也相继被更多更广泛地开发利用[2]。但全球能源的消费依旧是以不可再生的化石燃料为主，这导致化石能源枯竭来临的那一天日益临近，能源使用引发的生态污染也日益加重，这将是未来继续困扰人们的一大问题[3]。有关数据表明，世界石油总储量约为1.15万亿桶，如不加以节制仅够利用41年。且这种以不可再生的化石能源为主的世界能源消费结构带来的全球性的破坏力极大的能源环境问题，如酸雨、臭氧层破坏、海平面上升等，给我们的生活带来了很大的困扰。人类面临着有限的资源和严格的环保约束，要想解决能源问题，唯一途径是借助科学的力量，将风能，地热能，潮汐能等可再生洁净能源成为能源消费结构的主导力量[4]。

我国现今正处于工业化、城镇化进程加快的时期，且正进一步扩大经济规模，对能源需求持续呈现大幅度上升趋势，但国内可利用资源相对短缺，这对能源供给形成了巨大的挑战，为缓解供求矛盾，石油天然气的需长期大量依赖进口。如今国际局势风云变幻，我国在能源的依存等国家安全保障工作方面将面临着巨大的挑战[5]。同时以煤为主的不可再生的能源结构在环境方面也给我国造成了很大困扰。因此为了全面建成小康社会，应本着可持续发展的科学发展观，进一步开发、利用可再生能源尤其是太阳能,当务之急就是改变能源消费结构。

太阳辐射的能量中被地球最终接收的可达到5.4×1024焦耳，如果这些能量的十万分之一能转变为被人们方便利用的电能，就基本上能满足了目前全世界的用电需求[6]。由此可见，利用太阳能来发电不仅可以缓解日益恶化的环境还可以从根本上解决现今能源危机。从结构特征上看，太阳能光伏发电系统可以分为三种

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采用电流型控制的光伏模块的最大功率控制

基本类型：独立型、并网型和混合型光伏发电系统[7]。现今的光伏发电系统的九成装机容量采用的是并网模式，并网式光伏发电系统与独立式相比降低了成本且可减少维护工作。全世界并网式光伏系统年在世界范围内的年增长率可25-30%，可见并网式光伏发电系统是现今开发太阳能发电的发展方向。

逆变技术是光伏并网发电技术的核心[8]。现今的并网逆变器还需更可靠性化、更效率化、更智能化。并网逆变器性能的改进在提高系统的效率、增强能量转化的可靠性、延长设备的寿命、降低成本等方面体现至关重要的作用[9]。

1.2光伏并网逆变器技术简介

尽可能的减小能量的损耗且降低系统的成本，光伏并网发电系统采用了并网逆变器将太阳电池组件中产生的直流电转换成与电网相匹配的同频同相的交流电,并直接将交流电输入电网中,省去蓄电池储能和释放的过程,可充分利用光伏所发的电能。并网逆变器在满足太阳能电池组件输出的电力与电网电力的电压频率等电性能标准一致中担任重要的角色[10]。 逆变器也可以称为逆变电源,它是通过控制半导体功率开关的接通和断开来将直流电转变为交流电的一种变流转置，逆变器及逆变技术的简单分类[11]如表1.1所示： 表1.1 逆变器及逆变技术的简单分类 分类方式 类 型 输出交流电相数

1 单相逆变器

2 三相逆变器

3 多相逆变器

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输入直流电源性质 电压源型逆变器 电流源型逆变器 主电路拓扑结构 输出交流电的频率 推挽逆变器 低频逆变器 半桥式逆变器 工频逆变器

全桥逆变器

中频逆变器 高频逆变器

处于光伏阵列和电网中间的环节主要是用于服务用电户的光伏并网逆变器。故光伏并网逆变器的技术研究是从光伏阵列、电网和用电户要求这三个方面来开展的。

首先，只有光伏阵列工作在最大功率点处或其附近，才能提高输出特性是呈非线性，输出功率随着日照强度和环境温度等外部环境变化而变化的光伏发电系统中的光伏电池的转换效率[12]。而逆变器就应能使光伏阵列的输出电压逼近于最大功率点处的电压[13]。

其次，逆变器与电网直接相连，要符合国家电网的相关规定[14]。根据国外推出的并网标准的相关规定大体总结为THF<5%、各次谐波含量≦3%、动态响应性

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采用电流型控制的光伏模块的最大功率控制

能应良好、均应具备必要时能快速准确切断并网逆变器与电网的连接的防孤岛效应功能[15]。但随着多逆变器广泛应用于光伏并网发电系统中，使防孤岛效应的难度有所提升，这将是未来开发多逆变器亟待解决的难题。

最后，逆变器要想普遍的推广开来，应尽量满足用电户在对逆变器选择方面的一些基本要求，比如安全保障、价格适中、转换率高、使用年限长等。

1.3光伏并网逆变器的国内外现状及发展趋势

光伏逆变器的市场最早在欧洲开辟，现如今光伏技术处于世界领先地位欧洲已具备了完善的光伏产业链和占据了庞大的市场。其中在欧市场占有率≧50%，全球市场占有率≧33%的SMA是位于欧洲具有全球最早建立且规模最大的光伏逆变器生产企业。下面就以SMA公司产品的发展为例子来简单介绍一下国外光伏逆变器的发展状况。当前SMA公司上市的相关产品主要有组串逆变器，集中逆变器和多支路逆变器等三个系列，其中SB(Sunny Boy)系列以转换效率高，功率因数高，谐波失真低等特点被广泛应用。多支路逆变器系列是最新产品，其优势为结构方面采用的是DC-DC变换和DC-AC变换两级独立能量变换结构,而且它的每一个相互间独立的支路又具有单独跟踪太阳能电池的最大功率点的功能[16]。这些优势为节约电池成本和提高系统效率做了很大贡献。

Satcon公司开发的光伏逆变器也具有最大功率点跟踪功能主要应用于中、大功率范围。Smiemens公司上市的逆变器结构采用的是由一个主逆变器和若干个从逆变器的组成的主从式的结构,可满足系统的容量要求，但灵活性差，系统扩展不便[17]。

现今国外的光伏并网逆变器产品的技术研发的重点主要是放在DC-DC变换的最大功率点和DC-AC变换的逆变部分上。同时在扩大功率适应范围，增加系统的安全可靠性、提高系统扩展性、进一步完善的电路保护方面也有所改进。 与之相比，目前的国内市场规模小，虽说国内生产厂商众多，但专门生产这类逆变器的却不多。国内企业虽已研究多年具备一定的规模和竞争力，但在核心技术、产品质量、生产规模上与国外企业相比仍具有很大差距[18]。且我国光伏并网发电技术的研究起步比较晚，目前光伏并网逆变器在市场上基本没有国产的光伏逆变器。一些大学和科研单位对光伏并网逆变器技术作了一定的研究，而且国家科技部也非常的重视逆变器的研究工作为项目研究拨出了相当大数额的经费。国内对光伏并网逆变器的研究主要集中于最大功率点跟踪和逆变部分两级互相独立的能量转换结构[19]。现已建立的光伏并网系统只是示范工程，其中的核心器件逆变器的获得仍主要依靠进口。因此要发展我国的光伏并网发电产业，应从根本上解决核心部件的独立研发难题。

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采用电流型控制的光伏模块的最大功率控制

就国内市场而言，规模虽小，但未来光伏电站市场的巨大发展空间和发展潜力是不可估量的。目前国内光伏逆变器的领导品牌主要是阳光电源、艾思玛、KACO等，其中合肥阳光电源公司生产的光伏逆变器在中国市场占据的份额≧70%，且通过代理渠道进入国内市场的国外企业多数由于售后服务提供难度大整体上在中国市场的占有率不高。

从技术方面来看，小功率逆变器的技术国内外基本处于同一水平。但大功率并网逆变器上，国内企业在转换效率、结构工艺、智能化程度、稳定性等方面与国外先进水平还有很大的差距，仍需进一步发展。

1.4本文主要研究内容

论文选题结合工程实际，通过对光伏逆变系统的组成结构和主要关键环节的原理分析，在Matlab/Simulink仿真软件环境下建立光伏逆变系统的整体数学模型，对其关键的控制策略进行设计研究，并进行系统性的仿真实验分析，具体研究内容如下：

1.基于BOOST变换器的光伏电池最大功率点跟踪算法与实现方法研究 以Boost升压变换器为主要结构，建立能实现光伏电池最大功率点跟踪（MPPT）控制的DC/DC变换系统的数学模型。

2. 基于SPWM控制算法的光伏逆变系统仿真模型建立

建立以DC/AC变换和PWM调制策略为特点的正弦脉宽调制（SPWM）控制光伏逆变系统仿真模型；

3. 光伏逆变系统的仿真实验与结果分析

通过具体应用系统的分析设计和模拟调试实验，验证系统建模和控制方法的可行性与正确性。

基于以上研究内容，本文主要分以下几章进行研究：

第一章，通过对国内外光伏逆变技术的发展现状和前景分析，给出光伏逆变系统所存在的问题与不足，并提出本论文所要研究的主要内容和工作计划。

第二章，分析光伏逆变系统的总体构成和工作原理，给出总体设计方案，分析了光伏电池，Boost升压电路，最大功率点跟踪算法，并网逆变器等主要模块的原理，为后文的研究工作打下良好基础。

第三章，提出了基于正弦脉宽调制技术的逆变器并网电流反馈控制策略， 建立以DC/AC变换和PWM调制策略为特点的SPWM控制光伏逆变系统的数学模型；

第四章， 在Matlab/Simulink仿真软件环境下，将光伏逆变系统各模块整合，对光伏逆变系统整体模型进行实验，验证系统建模和控制方法的可行性与正确性。

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采用电流型控制的光伏模块的最大功率控制

第2章 光伏并网逆变系统分析

2.1逆变器拓扑结构

根据拓扑结构的不同，逆变器主要有半桥逆变电路，全桥逆变电路和带中心抽头变压器的逆变电路三种类型[20]。为了保持直流侧串联的两个电容电压相等，半桥逆变电路一般通过添加两个等值电阻来实现，这种拓扑结构的逆变器应用于功率比较小的逆变电源中。单相带中心抽头变压器逆变电路中的开关器件所承受的电压与全桥逆变电路相比提高了一倍，但是这种结构要求含有一个带中心抽头的变压器，使得电路的体积将会变大，另一方面也使系统的建设成本增加，另外，变压器对外漏磁带来的电磁干扰同样是一个不容忽视的问题。全桥逆变电路开关管的工作电流比半桥型减小了一半，在功率比较大的逆变电源中得到了广泛应用。因此本文选用了全桥逆变电路作为系统的逆变部分。

2.2并网逆变器输入方式

根据输入方式上的差别，并网逆变器主要有电流型和电压型两大类。电流型并网逆变器结构如图2.1所示，其输入端串联了一个电感，作用为通过储能使输入端具有阻抗较高的特点，从而输入侧近似看作电流源。电压型并网逆变器结构如图2.2所示，其输入端并联了一个电容，作用是通过储能使输入端具有阻抗较低的特点，从而输入侧近似看作电压源[21]。

图2.1电流型并网逆变器结构图 图2.2电压型并网逆变器结构图

电流型并网逆变器对直流电压没有太多要求，低于并网侧电压峰值也可以工作，这种拓扑结构省去了中间采购DC/DC升压环节设备的开销，且采用电感使用寿命较长，工作性能稳定，可靠性比较高。与电压型并网逆变器相比，直流侧串接一个电感而不是并联电容，逆变器输出端采用LC滤波器来滤除输出电流中的高频谐波。开关管由可控器件与二极管串联组成，这种结构可以阻止反向电流通过，同时对于可控器件的耐压性也有很大提高。在实际的光伏并网逆变系统中，电流型并网逆变器应用较少，这是因为光伏发电中大多数电源都属于电压型，逆

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采用电流型控制的光伏模块的最大功率控制

变器输入级串联电感使得系统在建设成本和设备体积上都不如并联电容。

2.3并网逆变器的隔离方式

根据变压器的有无可将并网逆变器分为隔离型并网逆变器和非隔离型并网逆变器两大类，根据其工作频率的高低又可以将隔离型并网逆变器逆变器分为高频隔离型和工频隔离型[22]。

（1）图2.3为工频并网逆变器的结构图，太阳能电池产生的直流电能先通过DC/AC环节变为交流电能，再进入工频变压器经升压处理后进入公共电网，完成并网发电的目地。电能是在变压器中实现的电压间匹配和与公共电网的电气隔离。

图2.3工频隔离型并网逆变器结构

工频变压器在图2.3所示的结构中是必需的，这就会增大逆变并网系统的尺寸和质量，并且变压器不可避免地会为系统带来损耗，这就降低了逆变系统的整体效率。但系统和电网中间的隔离非常重要，工频变压器则顺利解决了这一问题，使得系统工作性能显著提高。所以此结构常用于系统的整体功率比较大的场合。

（2）图2.4为高频并网逆变器的结构，太阳能电池产生的直流电能先通过DC-AC环节变为交流电，再进入变压器经过升压或降压处理，处理后的交流电能再经整流器做整流处理变成符合并网规范的直流电压，最终进入工频逆变桥逆变后并入公用电网。

图2.4高频隔离型并网逆变器结构

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在图2.4所示结构中,直流电能一共要经过三级变换并入电网，这种结构对控制系统有着很高的要求。从可靠性方面来分析，复杂程度的增高会使系统可靠性会随之降低，所以这种结构可靠性并不高。而且每一级变换都不可避免的损失一部分能量，因此电能在三次变换处理之后，系统效率将会大打折扣。此外，这种结构使所用到的器件数量增多，使得建设成本将会比较高。

（3）非隔离型并网逆变器是两级变换拓扑结构，其结构如图2.5所示，光伏电池输出的电能先进入Boost电路来提高电压，升压处理后的直流电能再经逆变器转换为交流电[23]。

图2.5非隔离型并网逆变器结构

与带有变压器的光伏逆变器相比，非隔离型并网逆变器使用了较多的电子器件，这就使得系统的整体体积小，建造成本低，工作效率高。因此在功率比较小光伏发电场合中，此类逆变器应用广泛。

2.4 并网逆变系统的方案及其工作原理

经过对2.3节中三种并网逆变器的比较，本文的光伏并网逆变系统决定采用无变压器的两级结构，如图2.6所示，前级DC-DC变流电路和后级的DC-AC逆变电路通过直流母线相连。前级DC-DC变流电路，这种电路主要有半桥式、全桥式、推挽式和Boost式[24]，因为太阳能电池的输入电压较低，如果采用半桥式电路，开关管流经的电流将变大，输出电压太低；全桥式电路对控制系统的要求比较复杂，开关管的功率损耗较大，因此前一级电路采用结构简单，控制简便的Boost升压电路。这种结构可以大大提高光伏发电系统的经济性。电能通过后级DC-AC逆变电路实现逆变后进入电网。直流母线的作用除了连接直流-直流变流电路和直流-交流逆变电路之外，还完成了电能的传递。

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采用电流型控制的光伏模块的最大功率控制

图2.6系统主电路拓扑结构

2.4.1光伏电池的原理及数学模型

太阳能电池是光伏逆变系统的关键部分，其模型搭建的成功与否关系到控制算法的可操作性。在此将根据文献[25]中的分析来构建光伏电池仿真模型。

光伏电池的发电原理基于半导体材料的光伏效应，电池的输出特性随光照强度S和环境温度T变化而变化。当接有纯阻性负载时，可得到如图2.7所示的光伏电池等效电路。

RshRsIRL

图2.7太阳能光伏电池等效电路

以下是本文构建的光伏电池数学模型[26] 。

标准状况下，在已知光伏电池电压V时，可通过式（2.1）得到对应的电流：

VDVCV2ocII(1C(esc1式中：

1))DI (2.1)

C(1I/I)e1mscVmCV2oc (2.2)

C(/VV1)/ln(1/II)2mocmsc (2.3)

DIS/SrefDT(S/Sref1)Isc8

(2.4)

采用电流型控制的光伏模块的最大功率控制

DVDTRDI s (2.5)DTTTcref其中，

； Isc——在标准状况下，光伏电池短路时的电流（A）； Voc——在标准状况下，光伏电池开路时的电压（V）； Im——最大功率点的电流（A）； Vm——最大功率点的电压（V）； ——电流变化温度系数（A/C）； ——电压变化温度系数（V/C）

Sref、Tref——在标准状况下，光照强度和电池温度的值，通常取为1kW/m2，

(2.6)

25C；

； Rs——光伏电池的串联电阻（Ohms）

在任意光照强度S(kW/m2)和环境温度Ta（℃）下，光伏电池温度Tc（℃）为： 式中，

S——光伏电池板面上的受到的光照强度(kW/m2)；

tc——光伏电池组件的温度系数(degw-1.m2)，通常取为0.03； Ta——环境温度（℃）； Tc——光伏电池结温（℃）；

从以上公式看出，通过光伏电池上的总光照辐射量和光伏电池的工作温度可直接计算出此等条件下太阳能电池的最大输出功率点。具体算法分析如下：

PIV(ISC(1C1(eVDVC2VSCTcTatcS （2.7）

1))DI)V （2.8）

通过电导增量法，由取得极值处的条件dP/dV=0可以得出[27]： ISC(1C1(eVDVC2VSCVIC 1))DISC1eC2VOC0 （2.9）

C2VOCVDV通过牛顿法对式（2.9）迭代，从而得到与Pmax相对应的光伏电池电压Vmax：

Vk1VkP(Vk)VkP(Vk)ICIVk(SC1eC2VOC)C2VOC(2VkIC)(SC1eC2VOCC2VOCVkDVC2VOCVkDV （2.10）

)当| Vk+1-Vk|<ε1时，Vmax=Vk+1。

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采用电流型控制的光伏模块的最大功率控制

式（2.10）中， Vk 和Vk+1代表 V的第k次和第k+1次迭代值。ε1为迭次精度。P′(Vk)和P″(Vk)代表第k次迭代下功率对电压的一、二阶导数。将所得Vmax代入式(2-1)，得Imax，

IISC(1C1(e从而最大功率为

PmaxVmaxImax （2.12） 2.4.2前级Boost升压电路工作原理

Boost电路中通过控制开关管Q1的闭合与关断，光伏电池产生的直流电压经过升压处理由Vpv升高到Vdc，其原理图如图2.8所示：

VC2VOC 1)) （2.11）

图2.8 Boost电路图

升压斩波电路的升压过程主要有两个部分，一个是充电过程，另一个是放电过程。在图 2.8所示的电路中，充电时，开关管Q1导通，电路相当于短路状态，这时光伏并网发电系统输出的直流电能流过电感。由于太阳能电池输入升压电路中的是直流电，所以电能最初经过电感时，左边电路相当于断路状态，然后iL将保持一个相对稳定的速率线性增大，电感数值同这个速率有直接关系。当开关管断开时，因为电感具备有电流保持的功能，流经电感的电流并不会立刻减小为0，而是会从充电完成时电流大小的值缓慢的减小到0。电感会利用自身存储的电能对电容进行充电，电容两侧的电压增大至一个大于输入侧电压的水平。Boost 电路的升压过程也会结束，如图 2.9给出了Boost电路的升压过程示意图，升压阶段从本质上来说相当于电感所含电能的传送。在电路充电阶段，电感贮藏吸纳的电能，在电路放电阶段，电感放出包含的电能。

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采用电流型控制的光伏模块的最大功率控制

图2.9 Boost电路的工作原理

电路在稳定工作情况下运行时，假设电路中的电感L值和电容C值都很大。在开关管T处在通态的时候，光伏电池释放的电能流经电感L，L进行充电过程，充电电流基本恒定为iL，因为电容C值很大，可以将输出电压U0基本保持为恒定值。设开关管T处于导通状态的时间为ton，在这段过程中电感L上积蓄的能量为UiiLton。当T处于关断状态时，升压电路的输入电压Ui和电感L共同向负载端电容C2充电并向负载提供能量，假设开关管T位于关断状态的时间是toff，这段过程中电感L放出的电能为(U0–Ui)iLton。则有： UiiLtonUoUiiLton （2.13） 化简得， UoUiT1Ui （2.14） toff1D如果将电路中的损耗忽略不计，则负载消耗的电能只是由电源提供，即： UiIiUoIo （2.15） 2.4.3后级单相全桥逆变器的工作原理

单相全桥逆变电路的原理图如图 2.10示，它一共有 4个桥臂，其中1个可控器件和1个反并联二极管组成一个桥臂，每一个半桥电路又由上下两个桥臂组成，2个半桥电路组合成一个全桥逆变电路。在电压型逆变电路中，为了防止直流侧短路导致开关管电流过大烧坏，同一个半桥上的上下两桥臂不允许同时导通，即开关管T1和T3，T2和T4不能同时导通，这就要求其控制脉冲存在互补的关系。在一个开关周期内，开关管T1和T4、T2和T3互补交替导通。当开关管T1和T4导通、T2和T3截止时，两桥臂之间的电压U0﹦Ud。在由开关管T1和T4截止到T2和T3导通的过渡过程中，二极管D2、D3延续电流，从而使得流过电感L的电流连续，这时逆变器输出的电压U0﹦-Ud。当电流下降为0时，开关管

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采用电流型控制的光伏模块的最大功率控制

T2、T3导通，流经电感的电流反向，逆变器输出端输出电压U0﹦-Ud。同理，在控制器发出栅极驱动信号使得开关管T2、T3截止和T1、T4导通时，二极管D1、D4续流，输出电压U0﹦Ud，一直持续到续流电流减小至0后，开关管T1、T4才导通，输出电压U0﹦Ud。以后逆变器将不断重复以上过程，从而完成对直流电能的逆变。

图 2.10单相全桥逆变电路

2.5最大功率点跟踪模块的原理及分析

2.5.1最大功率点跟踪原理

早期的并网逆变发电中存在着能量转换效率低、输出不稳定等问题。为解决此类问题，MPPT逐渐得到推广与发展。最大功率点跟踪控制的基本思想就是依靠不断调节光伏阵列末端的输出电压，尽量使其数值逼近此时环境下输出功率最大时所对应的电压，从而提高系统发电能力。在当前电池发电效率低的现状下，通过MPPT进行功率提升的成本要低于增加光伏模块中电池个数提升功率的成本。因此，最大功率跟踪装置也成为现代光伏发电系统中关键的部分，且未来经济潜力巨大，具有很大的市场空间。

为了确定光伏阵列以最大功率状态输出的须满足的条件，下面以带直流性负载的发电系统为例进行分析，交流负载也同样适用。图2.11为光伏电池带直流负载工作时的等效电路。

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RiIViRo

图2.11光伏系统等效线性电路

上图中Ri是光伏电池的等效内阻，Vi是阵列内的电压。通过电路原理计算出直流负载Ro消耗的功率为：

2 PRoIRo(Vi)Ro （2.16）

RiRo因为负载变化导致其分配功率发生变化，Vi、Ri都是常数。因此为了让负载消耗的功率最大，将式（2.13）两端分别对Ro进行求导，得

dPRoRiRo2Vi （2.17） dRo(RiRo)3显然当上式为0时，PRo是连续变化的，在时间很短时将其特性近似为线性的是可行的。因此对式（2.16）进行求导取极值的处理是正确的。从式（2.17）中可得，当外接负载的阻值等于光伏电池的内阻时，电池发出的功率最大客观上讲，无论是光伏电池还是DC/DC变换器的特性都属于非线性特性，但可以改变直流-直流变换器的等效电阻使之与电源等效内阻相等，然后就不仅可以在负载变化微分段中实现最大功率跟踪，而且可通过重复上述工作可实现各负载变化微分段的MPPT[28]。

当光伏电池内阻等于直流-直流转换器等效电阻时，转换器上分得的电压为Vi/2，也就是说通过调节负载两端电压到Vi/2，光伏电池发出的功率就能够达到最大。有文献介绍通过调节光伏电池输出电压实现MPPT，其实调节负载电压与光伏阵列输出电压本质上是一样的。 2.5.2 爬山法

爬山法可理解为一种自寻优的控制过程，它的控制思想是：第一步，得出光伏阵列输出端的电压、电流信号，并利用乘法器将两者相乘得到此刻的功率（现时功率），第二步，将此刻的功率（实时功率）与前一时刻的功率（记忆功率）进行对比，利用对比之后的结果判断电压的增减[29]。

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图2.12光伏电池伏安特性

图2.13负载特性与爬山法MPPT寻优过程

图2.12为光伏电池的负载特性（P-U）图，从图中可以看出光伏电池P-U曲线是一个单峰函数，其极值处即为功率最大的点。从光伏阵列接收太阳能开始，其输出电压会周期性的发生弱变。这里第一步首先将当前输出功率值（现时功率）P2与上一时刻记忆功率值P1进行比较并进行判断：若功率增加（即P2> P1），则可按输入的此变化方向继续变化一个∆V；若功率减少，则向其变化的反方向变化一个∆V。如此重复上述过程即可实现动态跟踪。例如，如果当前输出电压在Ｖpmax（最大功率点处对应的横坐标电压值）左侧时必须增大电压值；反之，应该减小输入电压，这样方可实现功率输出按照特性曲线渐变至最大功率点[25]。

图2.13为光伏电池伏安特性（I-U）图，图中a、b、c、d、e五个点为电池负载特性与伏安特性交点（即实际工作点）。系统经过如上段所述过程达到a’ 、b’、c’、d’、e’任意一个最大功率点后，经过一个时间延迟∆t后会重复前述过程，往复进行可控制光伏电池输出功率值动态保持在最大功率点附近。

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图2.14为爬山法的控制原理。

图2.14爬山法MPPT控制原理示意图

从上述分析可以得出，判断光伏阵列实时工作点所在位置的重点是MPPT装置。假设P(i)为现时功率、P(i-1)为记忆功率，则具体的判别方法总结如下：

1）当P(tt)P(t)时，若U(tt)U(t)，工作点在Pmax点左边，应提高电压；若U(tt)U(t)，工作点在Pmax点右边，应降低电压；

2）当P(tt)P(t)时，若U(tt)U(t)，工作点在Pmax点右边，应降低电压；若U(tt)U(t)，工作点在Pmax点左边，应提高电压。

2.6本章小结

本章主要包括并网逆变器的分类和并网逆变系统的拓扑结构，光伏电池原理及数学模型，Boost升压电路和逆变器的原理，最大功率点跟踪模块的原理等内容，并对本文用到的爬山法最大功率跟踪技术进行了简要介绍，经过论证本文选用了两级式光伏并网逆变器的拓扑结构。

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第3章 光伏并网逆变器的控制及实现

3.1并网逆变器的SPWM技术

在当前的光伏并网逆变器设计中， PWM技术被广泛使用，其全称是Pulse Width Modulation（脉冲宽度调制）。SPWM技术与PWM相似，但其不同之处在于SPWM改变了脉冲调制方式，即调制信号为期望得到的正弦波，载波为三角波，在正弦波与三角形载波相交时，用交点来完成对开关管导通或关断的控制[30]。在直流-交流逆变器领域，这种技术应用广泛。 3.1.1 SPWM调制技术原理

在自动控制理论中存在这样一个原理：在惯性系统中，对于大小、波形不一致的窄脉冲变量来说，如果它们的冲量（面积）即变量对在坐标轴上时间的积分相等，其作用的效果相同。此理论也称冲量等效原理，SPWM理论正是基于这一原理[31]。通常在正弦波每个周期内将其均分为2N份，来获得这种接近于正弦波的脉宽调制波形。每一个经过等分的脉冲宽度都是π/N，这样一个周期的正弦波便可看成2N个彼此相连的脉冲序列，这些脉冲的宽度相等但是幅值不相等。通过运算就可得出在等时间间隔中正弦波与坐标轴所围成的面积，并且都存在一个幅值为Ud的矩形电压脉冲来替代与其相对应的的正弦波部分。这样2N个宽度不等，但幅值相等的矩形脉冲序列就组成了一个与正弦波等效的脉宽调制波形，其半个周期的波形如图3.1所示。

图3.1 PWM波等效正弦波

显而易见，当N取值非常大时，得到的等效的矩形脉冲序列将与正弦波的波形十分相似。

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3.1.2单相单极性SPWM逆变器

我们以图2.11所示的单相桥式PWM逆变器电路说明单极性SPWM逆变器的工作原理，图中VT1–VT4四只功率开关管构成桥式逆变电路，而PWM输出的驱动脉冲的宽度由参考正弦波Ur和三角波Uc决定。单极性调制中四个不同的信号分别控制四个开关管，其中由一正弦参考波与三角波相比较产生VT1和VT2的控制信号。当采用单极性调制方式时，在正弦波的半个周期内系统逆变电压的极性不发生变化，在开关切换的过程中，逆变输出电压先变为零，电流通过主电路中的二极管续流。这样一直不停的进行这一过程，在一个正弦波半周内调制脉冲电压始终为一个极性，输出端输出的逆变电压有为零的过程。 PWM的工作方式遵照以下原则:(1) VT1和VT2通断互补，VT3和VT4通断互补；(2)在Ur和Uc极性变换时刻实现功率开关管VT1–VT4的通断转换。

在Ur处于正半周时，VT1导通，VT2关断。当Ur>Uc时，VT4导通，VT3关断，此时，U0=Ud。而当Ur在Ur处于负半周时，VT1关断，VT2导通。当Ur>Uc时，VT4关断，VT3导通，此时，U0=-Ud。而当Ur与单相单极性SPWM逆变器中的开关管控制相比，双极性调制中两桥臂交叉对应的开关管VT1和VT4，VT2和VT3分别组成一组，控制信号同时其开通或关断，两组开关管的导通状态呈互补关系。单极性电路的正弦波Ur和三角波Uc同相，与其相比双极性SPWM逆变器的不同之处在于电路的三角波Uc在正弦波的半个周期内有正有负，所得到的PWM波也有正有负。双极性PWM逆变器原理如下：

在Ur>Uc时，VT1和VT4导通，VT2和VT3关断，U0﹦Ud； 在Ur双极性SPWM逆变器的突出特点是不存在电流的续流过程，这就造成输出电流的变化率比较大，从而对外界的形成的干扰较强。相比于双极性SPWM逆变器，单极性SPWM逆变器的优点是系统中存在电流续流过程，这就使得输出电流的变化率较小，谐波分量比较小且便于消除，从而也会减小对外部设备相应的的谐波干扰。每次开关管开通或关断时，单极性调制电压变化的幅度仅为双极性调制的一半，这就使得开关管所受的开关应力比较小。此外，单极性调制的倍频现象使系统对外部的干扰减小，因此本文采用单极性调制方式。

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3.2光伏并网逆变器的输出控制

3.2.1并网逆变器的控制目标

光伏逆变并网系统的作用是将光伏电池组件发出的直流电转换为正弦交流电，然后转换过的正弦交流电流入公用电网从而向电网供电。光伏逆变并网系统其实是一个有源逆变的系统[32]。虽然各种光伏并网的控制策略不尽相同，但其都有着一致的目标，即通过对逆变器中的可控器件进行控制使其输出高质量的正弦交流电流，同时输出的正弦电流还满足与公用电网电压保持同频同相，所以一般控制系统都是将并网逆变器输出的正弦电流I作为被控制量。图3.2为并网逆变系统在正常工况下的简单等效电路，其中UAB为并网逆变器输出端电压、Unet为公用电网电压。对其电路图进行频域分析可得：

UABjLUnet （3.1）

由式3.1可得出光伏逆变器并网的矢量图（图3.3），

因为在并网逆变器的输出端存在滤波电感L，使得光伏逆变器输出端的交流侧电压UAB与公用电网电压Unet之间存在相位差，所以为达到逆变器输出端的输出电流IL与公用电网电压Unet同相位的目的，公用电网电压Unet要滞后于光伏并网逆变器的输出电压UAB。

图3.2并网逆变器逆变侧的等效电路 图3.3 逆变器的并网矢量图

3.2.2并网逆变器的输出控制模式

就对并网逆变器的输出控制而言，目前主要有电流型控制和电压型控制这两种控制模式[33]。电压型控制模式的原理是将逆变器输出电压当做控制系统的受控量，以此来保证逆变器输出的交流电压信号与电网电压同频同相，这时整个光伏逆变系统就可以看作一个受控电压源，并且这个电压源内阻很小；电流型控制模式的原理则是将逆变器输出端的电感电流当做控制系统的受控量，以此来保证逆变器输出的交流电流信号与电网电压同频同相，这时整个光伏逆变系统就可以看

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作受控电流源，并且这个电流源内阻较大。本文中的逆变并网系统采用了电流型控制模式，被控制量是并网逆变器的输出电流。

上一节己经分析了并网逆变器工作时的等效电路图和并网矢量图，由图3.3所示，光伏并网逆变器中逆变部分将矢量图中的电流IL作为了系统控制的关键量，要实现对电流控制的目的，主要有两种方法：一种是通过控制逆变器输出端的电压来间接控制IL，我们称此为间接电流控制；另一种是直接控制IL，从而完成对逆变器交流侧电流和功率因数控制的目地，我们称其为直接电流控制。上述两种方法的介绍如下：

1) 间接电流控制这种方法只考虑了稳态控制过程，并没有将动态过程考虑进去，在稳定工作时的电流已知IL的前提下，通过控制PWM输出基波电压的幅值和相位可以间接控制并网电流。

假设输入电网的功率为P，则有

2ULUnettan PUnetiLUnet （3.2） LL从而有

tan另外，逆变器输出电压满足， UABUnet （3.4） cosPLiLL （3.3） 2UnetUnet对于SPWM逆变器，输出电压基波满足 UAB其中m为调制度 所以有关系

2UnetcosmUdc (3.5) 2 mUdc (3.6) 从以上各参数之间的关系可以看出，它们是一一对应的，当电网电压和电感不发生改变时，通过逆变器输出的电流和功率，依据式（3.3）和式（3.6）就可以计算出Unet滞后于UAB的角度Φ和正弦脉宽调制的调制度m，也就是说，为了实现控制并网电流的目地，需要对逆变器的输出电压UAB幅值和相位进行控制，而

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要控制电压相位和幅值，只要控制Φ和m就可以了。

间接电流控制法控制原理简单并且易于实现，而且无需对并网电流进行检测。但是其缺点也很明显，这种控制方法动态响应比较慢，其使用的前提是公用电网电压不会发生变化，但在现实生活中电网负载变化会对电网造成扰动，电网电压的波形也难免会发生畸变，如果将这些因素考虑进去，控制系统将会比较复杂，在前期信号的计算过程中要用到电路的参数，如果在工作过程中电路参数发生变化，将会不可避免的对控制效果造成影响。

2) 直接电流控制法需要先通过运算得到公用电网侧交流电流指令值，然后再将交流侧电流反馈引入控制系统，通过直接控制交流电流，使引入的反馈值跟踪交流电流指令值[34]。在光伏并网逆变器中，一般采用锁相环来获得公用电网的电压同步信号，之后再与预先给定的电流幅值相乘获得用来参考的正弦波电流，最后通过对交流侧输出的实际电流进行控制可以实现对这个参考电流的跟踪。相比于间接电流控制，直接电流控制的不同之处在于引入了交流电流反馈，这种控制方法的动态响应性能更佳，不过多地依赖系统参数，另外控制系统的电路也比较简单。

瞬时值反馈是直接电流控制最显著的特点，根据跟踪方法的不同，又可将直接电流控制分为电流滞环控制，三角波比较控制，定时瞬时比较控制。前两种控制方法在实际生产中比较常用，以下是对这两种方法的简单分析：

（1）电流滞环控制 [35]

图3.4为电流滞环控制的控制框图，如图所示，将指令电流信号i*减去实际输出电流信号i，所得到的二者差值i输入滞环比较器，最后经驱动电路产生控制逆变电路的驱动信号。电流滞环控制在开关管的工作频率比较高时，响应速度很快，负载或者电路的变化对其影响比较小。但在设计滞环宽度时通常设定的数值是固定的，这将会导致开关管的工作频率不固定，从而对滤波器的设计工作带来很大困难，从而使滤波比较困难。

图3.4 电流滞环控制原理图

（2）三角波比较控制

图3.5为三角波比较控制的控制框图，如图所示，将指令电流信号i*减去实

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际输出电流信号i，所得到的差值信号i输入PI调节器，放大后的信号再与高频三角载波比较经过驱动电路产生控制开关管的驱动信号。三角波比较控制法不能无静差跟踪正弦信号，同时引入积分还会产生电流相移，进而降低电能的质量，采用P调节器可以一定程度上解决此类问题。逆变电路中开关管的工作频率和输出电流的频谱都是固定的，滤波器设计比较容易，因此这类方法使用较多。

图3.5 三角波比较控制原理图

3.3并网电流闭环控制系统数学模型

为使控制系统具有良好的动静态性能和抗干扰性，系统的电流闭环设计显得尤为重要。经过3.2.2节讨论本文采用基于瞬时值反馈的三角波比较控制方式。系 统的控制框图如图3.6所示，电流iL*与并网电流瞬时反馈值iL先作差处理，再将差值送入控制器，调制波即为调节后的信号，将其与三角形载波比较，得到控制逆变器的SPWM信号，最后经滤波电感滤波后得到符合并网要求的电流。其中，UAB为逆变器输出端电压，Unet为公用电网电压。控制器的传递函数G1(s)，为逆变器的传递函数为G2(s)，滤波器传递函数为G3(s)。根据图3.6所示的控制系统框图，可以建立系统的数学模型。

图3.6并网电流闭环控制系统框图

对逆变器的输出端有：

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LdiLUABUnetiLRL (3.7) dt式（3.7）中，UAB代表逆变器输出电压，Unet代表公用电网电压，iL代表电网侧电流，L代表滤波电感，RL代表电感串联的等效电阻。

用复频域方法来分析式（3.7），可得：

iL(s)1(UAB(s)Unet(s))G3(s)(UAB(s)Unet(s)) (3.8)

LsRL其中

G3(s)1 (3.9)

LsRL即为滤波器传递函数。

本文采用电流瞬时值反馈与三角波比较控制，在三角波比较控制中，PI控制器应用最为广泛，其传递函数为：

GPI(s)Ki (3.10) s式中，KP为PI控制器的比例系数，Ki为PI控制器的积分系数。

本文设计的逆变器工作频率取10kHz，远远大于电网频率，忽略开关管的延

KP时及死区时间的影响，逆变器可以等效为一个小惯性环节，其传递函数为：

G2(s)KPWM (3.11)

TPWMs1式中，TPWM代表一个开关周期，KPWM代表逆变器的增益，此时的并网电流控制结构框图如图3.7所示：

图3.7并网电流PI控制结构框图

为了得到更加稳定的动态性能和更加快速的响应，通常二阶系统模型来设计控制系统，在对PI控制器的参数进行设计时，常采用工程上的二阶最佳工程设计法[36]。

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由图3.7可得出控制系统的开环传递函数，为

KP1s1KiKPWM1KPWMKRL)i G0(s)(KP (3.12)

sLsTPWMs1LsRLTPWMs1s1KiRL为了抵掉并网逆变环节里较大的时间常数L/R L，令

KPL (3.13) KiRL此时系统开环传递函数为：

KPWMKiRL G0(s) (3.14)

s(TPWMs1)很显然系统属于I型系统。

典型I型系统的开环传递函数一般形式为： G0(s)K (3.15)

s(Ts1)按照二阶最佳工程设计法设计，即令式（3.15）中KT=0.5。 对比式（3.14），得

所以，有

KPWMKiTPWM0.5 (3.16) RL Ki代入式（3.13），有

Ki0.5RL （3.17）

KPWMTPWM0.5L （3.18）

KPWMTPWM以上介绍了工程上PI控制器的参数设计方法，该方法使用时要求逆变器传递函数是已知的，式（3.11）只是逆变器传递函数的一种经验模型，与实际相比误差还是存在的，因此计算出的PI参数只作为理论指导值，在实际中还要根据具体情况作适当的调整。

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3.4本章小结

本章主要介绍了并网逆变器SPWM控制技术的原理，对单极性调制和双极性调制过程进行了具体分析。然后提出了并网逆变器的输出目标，即保证逆变器输出电流与电网电压同频同相，并对逆变器的输出控制模式进行了对比分析，为了实现逆变器的并网目标，提出了并网电流反馈控制策略并建立了并网控制系统的数学模型。

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第4章 基于SPWM的并网系统MATLAB/Simulink仿真

4.1单相光伏并网逆变系统的仿真

结合前个章节的论述和Simulink仿真软件，可以搭建出完整的单相光伏并网逆变系统，其结构如图4.1示，

图4.1单相光伏并网逆变系统结构

4.2光伏电池模型仿真

根据第三章节的光伏电池工程用数学模型，通过simulink搭建了一个如图4.2所示的光伏电池模块，其参数设置如图4.3示：

图4.2光伏电池模块 图4.3参数设置

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设定标准条件Sref=1000W/m2，T=25°C下的最大功率点电流Im=6.98A，最大功率点电压Vm=17.2V，幵路电压Voc=21.8V，短路电流Isc=7.65A，等效串联电阻Rs=2Ω，参考光强下的短路电流Isc变化温度系数a=0.0012(A/°C)，参考光强下幵路电压Voc变化温度系数b=0.005(V/°C)，最大功率Pm为120W。图4.3为基于爬山法最大功率控制的仿真模型，在T=25°C，光照S=1000W/m2的情况下，光伏电池的工作电压为17.5V，利用爬山法最大功率点跟踪技术进行控制得到的最大功率点处电流为6.61A，电压为18.03V，这与设置Im=6.98A，Vm=17.48V参数比较接近。

图4.4光伏电池的总体控制框图

图4.5爬山法仿真模块图

图4.5为爬山法MPPT仿真原理图。最大功率跟踪波形如图4.6所示。模型开始运行后，经过0.01s，光伏电池输出功率接近120W。

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图4.6光伏电池输出功率

4.3并网逆变系统的仿真

根据第三章中逆变器控制策略，采用simulink的模块搭建了如图4.7所示的全桥逆变电路，采用350V直流电压源模拟直流输入，采用交流电压源模拟电网电压，电压峰值取311V，频率为50Hz，输出端滤波电感设置为5mH。PI控制器中KP=0.1，Ki=600。

图4.7采用PI控制器的并网逆变器仿真模型

设置仿真时间0.2s。可得到如图4.8所示的逆变器输出的SPWM波形。图4.8所示为经滤波器滤波处理后的并网电流和电网电压的波形。

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图4.8 逆变器输出的SPWM波形

图4.9电网电压和经滤波电感后的并网电流

4.4系统仿真结果及分析

将图4.1所示的单相光伏并网逆变仿真系统开启运行，运行之后0.1s电压开始反馈，其0.1s后的工作波形如图4.10示，

图4.10电网电压和经滤波电感后的并网电流

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如图4.10所示，逆变器成功运转，在滤波器的作用下，并网电流中的大部分谐波已经成功滤去。由图并网电流与电网电压基本做到了同频同相，并网逆变器工作在单位功率因数状态，向电网输送有功功率，达成了光伏并网逆变器的设计目标。

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结论

太阳能发电一定程度上有利于缓解日趋紧张的能源危机，因此对该领域的研究和发展具有极其重要的现实意义。本文针对中小型单相光伏并网逆变器进行了一系列的研究。

首先，对逆变器的拓扑结构进行了详细介绍，确定了本文所含系统的设计方案。然后分析了光伏电池的工程模型和基于爬山法的最大功率点跟踪控制技术

其次，对逆变控制中的SPWM技术做了介绍，对并网控制系统模块的数学模型和电流控制中常用的控制策略进行了分析。

最后，利用光伏电池工程模型搭建了光伏电池模块，并利用PI控制器搭建了并网逆变器的Simulink仿真模型，得到仿真结果。

论文研究中得出结论：通过控制并网电流，可以实现并入电网的交流电流与公用电网电压频率和相位都相同。

由于个人能力有限，本课题只是实现了基本的一些理论基础，只是进行了仿真实验，没有搭建硬件实验平台，也未涉及到孤岛效应等方面的研究等。希望在以后的学习生涯中可以有机会完善这项研究。

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采用电流型控制的光伏模块的最大功率控制

采用电流型控制的光伏模块的最大功率控制

摘要：最大功率点跟踪（MPPT）策略是光伏（PV）功率变换器控制的一个重要

组成部分。这些算法保持光伏面板在可以发挥最高性能的最优工作点。此外，逆变器必须与电网保持同步并且注入从PV面板上获取的功率。这两个任务是通过在功率调节单元中的控制器执行的。然而，这将导致控制回路比较复杂。此外，当电压发生扰动时，与电网的相互作用可能在逆变器上导致稳定性问题。与作者所提出的电力供应相连接的PV模块动态控制在功率变换器稳定性和易实现性上进行了实质的改进。该策略将电网注入功率控制和光伏MPPT结合成一个单一的控制模块。第一个目标是通过使用电流型控制确定注入电流波形来实现，而后者的目的是利用太阳能板的动态特性来确定电网电流幅值的变化。一个实现的系统原型展现了该策略的性能并且结果与市售的逆变器做了比较。

1 绪论

近年来，可再生的分布式发电已引起相当大的关注，因为在满足日益增长的电力需求的同时不增加碳排放这个问题上它提供了一个潜在的解决方案，在英国“能源白皮书”[1]上可以找到例子。光伏（PV）-分散发电已收到大量来自政府的金融支持。例如，在英国节能信托基金为超过500W的设施建设提供50%的资助，日本和德国等国家提供有吸引力的免税政策。PV源与电网同步运行并且可以本地或偏远地区提供电能。与独立运行的单位相比，并网系统将产生的注入主电网，这是一个更有效的过程因为不需要存储环节。因此，对于这样一个单元来说控制器的主要任务可分为两方面：（一）必须与电网同步并且向电网注入功率；（二）它必须获取光伏阵列的最大功率。在早期的光伏发电装置中能量储存在电池内因此只需要一个最大功率点跟踪（MPPT）控制，例如见 [2-7]。为了实现这一控制的最常用的技术包括：扰动观察法，电导增量法，爬山法，开关振荡扰动，开路测试，和神经网络的方法。大多数对光伏系统所提出的相关的功率管拓扑结构都是将MPPT在嵌入在系统中，比如文献[8]对使用最为广泛的逆变器进行了一个总结。在最近的 [9-12]中，组合式的解决方案已被提出。我们所提出的方法是，为了从PV源获取最大功率并把它注入到电网，使用单片机控制方案来利用系统的动态特性。除了已经存在的输入功率传感器（电压和电流），这种方法不需要额外的组件。此外，本迭代的MPPT控制算法已经被简化并且可用简单的逻辑实现。这项技术的好处是计算所需的功率减少和在光伏逆变器的微控制器单元也可以用来执行其他任务。在成本和空间成为设计的主要约束时，这种简化是PV AC模块一个很明显的优势。从光伏面板中获取的功率通过一个电流型控制逆变器注入电网。这项技

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术允许逆变器工作在单位功率因数并且直接控制电流幅值和输入功率，因为电网电压是固定的。

2 光伏模块的动态控制

图2.1为提出的控制所利用的与恒功率负载相连接的光伏阵列的动态特性。恒功率负载代表电流注入到电网。虽然瞬时注入电网的功率是波动的，当一个足够大的电容器Cin用于减弱振荡时，从光伏阵列出来的输入功率可当为常数。因此，存储在功率调节单元（PCU）元件中的电能通过波动来满足功率平衡。图2.1中的Lin用来分析光伏面板的I–V特性，它并不是PCU的组成部分。光伏阵列模型可以通过的以下的部分来模拟：二极管的特性，硅太阳能电池的性能，IL是光产生的电流，RS和Rsh分别为光伏阵列串联和并联电阻。

图2.1带有输入滤波器和恒功率负载的光伏模块的等效电路

2.1稳态平衡

在图2.1所示系统的稳态解可以通过求解非线性方程组来发现：

 ILISexpvRsipv1vpvRSipvRshipv0

(2.1)

pvpvipv (2.2)

P为恒定功率，Is是二极管饱和电流，α=q/(nskT)，k=1.3807*10-23J/K为玻尔兹曼常数，q=1.6022*10-19C是电子电荷，T=298K是温度，ns为在模块中串联的电池数。

对于解式（2.1）和（2.2）来获得一个给定的P，一个非线性方程组求解是需

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要的。图2.2显示了太阳能模块的I–V特性和三个不同P值下的功率曲线。

从图2.2中我们可以发现对于一个给定的P存在两个和最大传输功率平衡的点，当两个图是切向的时候可以得到Pmax。此外，对于任意P＞Pmax没有真正的解决方案和工作点，[vpv ipv]，就像下面部分的解释的那样将加速短路。

图2.2 电流-电压特性的太阳能模块和恒功率曲线

2.2 恒功率光伏动力

对图2.1应用基尔霍夫电压和电流定律，，我们获得的动态系统可以描述为：

dipvdt1Lin1Ilipvln1vpv

Is1Cinpipv (2.3)

vpv

dvpvdt在Rs=0和Rsh=∞时为了简单起见。使用特征值分析，在[13]中验证了对于左边曲线P与电压-电流曲线的交叉点是不固定的，而右边的区域是稳定的。此外，利用相频分析表明当遇到扰动时特征向量可以描述ipv和vpv状态的变化。图2.3显示了上述相位模型和特征向量。从特征向量、估计的焦点上我们可以观察出右边的解是一个稳定的点而左边的解是一个散点。

因此如果工作点被拉入一个电压低于不稳定点处的值时，系统会通过电压衰减进一步加快。类似地，输出功率会减少并且下降至零。这现象可以通过使用区

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域吸引力方法进行数学性描述。稳定吸引力的区域在本例中可以被定义为：

BxxR2limxtx0stablet

(2.4)

式中x=[vpv ipv]T。这种动态特性被用来实现一个替代的MPPT方案，这些将会在随后的章节中解释。

图2.3光伏模型的相图分析

2.3动态最大功率控制

上述控制依赖于周期性地调整参考功率Pref，同时保持vpv状态和ipv在式（2-4）所定义的稳定工作区域。图2.4显示的动态功率点跟踪算法的流程图和详细的操作说明。

首先，我们定义S为：

S和参考功率Pref

1if0ifxBxB (2.5)

最初，系统不输出功率，S=1，P ref=0。参考功率然后增加∆P，新的输入功率会增加，Pnew=vpvipv，光伏电压vpv减少，光伏电流ipv增加。经过一段延迟时间后，图2.4中的“delay1”模块在这一点处控制器来稳定直流电压时是需要的。由于新的输入功率大于旧的输入功率，以及系统仍然处在稳定的区域，参考功率再次增加。相应的，工作点被从开路电压拉到图2.2所示最大功率点处的电压。这增量

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阶段一直持续到达到最大功率点（MPP）之后。

图2.4动态最大功率点跟踪的流程图

当达到最大功率点之后参考功率进一步增加，有足够的光伏能量来满足需求。因此，工作点从稳定的区域移入不稳定区，新测量的功率低于先前测量的值。因此，从Pnew一旦工作点是在不稳定区域，参考功率的值的不断下降直到Pnew>Pold。为了降低获取功率并且尽可能快地防止电压崩溃，在这种情况下不会添入延迟时间。当Pnew>Pold时，下面这种情况会发生，电力需求足够减少以至于χ在式（2.4）定义的区域内。这种状态下S=1，并且整个过程是重复的。

两个重要的设计参数是到达不稳定工作区时电压崩溃的速度和控制器降低功率注入的响应时间。第一个可以被近似计算出：

tpvpvtIL vpvtvpv0exp2Cvpvtin (2.6) 举个例子，设一个MPP电压vpv（0）=36 V。当崩溃发生时电压必须维持在大于最终电压vpv（t1）=34 V的水平上，输入电容Cin =4mF，提取功率P=100W，和光伏电池电流IL =2.77 A。然后，在t1 =45ms时利用式（2.6）求解t。因此控制器必须在小于t1的时间内将功率输出从100W降到94W。

图2.4中的“delay2”模块的目的在于在间隔等于电路持续的时间内允许工作点回到一个稳定解处。如果这不包含有一种维持工作点在除了MPP点之外的地方运行的危险。

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3 交流光伏模块的并网

光伏并网系统一般包括两个基本阶段：电压放大和电网耦合。为了控制功率转换器，第一阶段增加光伏组件提供电压的幅值以大于电网电压是必要的。第二阶段同步和控制电流注入电网。请注意由于电网电压是固定的，功率输入是通过设置输入电流的振幅直接控制的。

3.1电力电子器件拓扑结构

图3.1所示为PCU用于控制理论的结构。晶体管Q1–Q4和二极管D1–D4形成带有高频隔离升压变压器的直流–交流–直流变换器。幅值由变压器的匝数比N2/N1和初级桥的占空比确定。在二次侧电压传感器提供反馈电压到初级侧脉宽调制控制器来保持直流母线电压在一个幅值高于电网电压的恒定值上。

这个电压放大器的输出连接一个由电感Lf和电容Cf组成的滤波器，滤波器具有隔离两个不同逆变器电压和电流中高频分量的作用，即从电压放大器到电网耦合转换器。

用一个由电感Lout和晶体管Q5-Q8组成的电压源逆变器的可以实现电网互联，为了控制输出电流波形，电流型控制应用于以晶体管门电路中。在vac的正半周期， Q5和Q8导通，输出电流增加。所有晶体管关闭时电流减少并通过Q6，Q7并联的反向二极管。在vac负半周期，晶体管Q6和Q7导通，电流减少，电流通过Q5和Q8并联的反向二极管增大时它们断开。

图3.1 PCU的交流光伏模块

3.2传输功率控制

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传输功率控制的控制框图如图3.2所示。电网电压波形使用一个输出与一个比较器和一个模拟乘法器相连的运算放大器测量。比较器产生一系列50Hz的数字脉冲来与所使用的电压完美的同步，从而开通或者闭合晶体管Q5，Q8和Q6，Q7。该乘法器还有一个来自数模转换器（DAC）的输入，转换器设置正弦模板的振幅从而产生参考电流。微控制器单元（MCU）执行MPPT算法与DAC相接来更新参考电流的大小。请注意，图3.2所示算法中功率改变可以通过改变参考电流值来实现。

图3.2 PCU的控制框图

输入到电网电流的控制通过一个感应电阻和运算放大器来感应输出电流iout来实现，再将它与参考电流iref作比较。该比较输出结果采用两个D触发器来缓存。一个触发器控制晶体管Q5和Q8的驱动和其他控制晶体管的Q6和Q7驱动，就像在上一节中解释的那样。在电网电压的每半周期中只有一个触发器是启用的。

3.3能量存储要求

输入到电网的功率通过设置参考电流的幅值直接控制。因为这个电流正好与电网电压同相，功率输出Pout可以表示为:

pouttP01sin2t (3.1)

其中P0为输入平均功率和ω为电网频率，单位为弧度/秒。应该指出的是功率输入必须是恒定的，有一个最大功率点。瞬时功率不匹配将造成存储在图3.1所示的电容器Cin，Cf和电感L上的能量发生波动。同时，由于升压转换器工作

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在闭环条件下，一些能量波动也将被存储在铁芯的磁场中。存储能量的最大变化可以计算为：

tT/2 Emaxptmaxpouttdt (3.2)

其中T=π/ω。如果我们考虑一个无损系统来简化，Pmax=P0，能量最大的变化为：

EmaxPmax (3.3) 2知道了这个参数，Cin，Cf，和Lf可以被选择，除非遇到以下两种情况：（1）一个最大纹波在直流环节被发现以至于电压vdc不低于电网电压峰值；（2）输入电压vpv变化不超过容许值MPPT可以执行。例如考虑Pmax =100W，ω=100π，和一个400 V的直流母线电压。允许波动在350到450V之间，电压直流环节电容和值可以计算为Cf=32μF。

4实验结果

图3.1和图3.2所示的拓扑结构和控制可以在实验室中使用下列组件来实现。太阳能板提供峰值功率100W当光强为1000W /m2时。它的电压变化在24和42V之间当最大电流为2.9A时。电容器Cin和Cf值分别为2和44μF。电感器Lf和Lout值分别为15和40mH。晶体管Q1-Q4为 MOSFET STP55NF06，晶体管Q5–Q8是STP11NK50，二极管D1–D4为 STTA206。变压器是用3C90型环形铁心材料制成，初级匝数为15和次级匝数为225。电流传感器包括一个精密电阻和一个运算放大器。

两个ATMEL单片机应用在系统中。一个ATtiny15控制横跨在DC链路上的Cf电压平均值为400V。 ATmega8单片机控制参考电流的幅值并且实现MPPT算法。

输入电网电流由模拟比较器和逻辑门来安全控制。由一个运算放大器从电网获得的正弦电压成倍增加，由一个转换器提供的一个恒定电压使用IC AD633来实现。为了获得参考电流Iref，带有ATmega8的同步通信链路会提供数字信息。

模拟比较器用于确定信号工作在连续模式下，缓冲区是需要的来限制Q5–Q8的开关频率。最大开关频率约为200kHz，因此图3.2中的D触发器的时钟在400kHz运行。图3.3显示了电网电流波形叠加在电网电压波形的结果。

本文提出的MPPT算法进行了测试并且和两个现成的光伏逆变器作了比较。这些被标记为A和B。试验在实验室的规范条件下使用钨丝灯进行。

图3.4显示了在实验室条件下这三个逆变器的响应：商业逆变器A如图3.4a所示，商用逆变器B如图3.4b所示，带有所述算法的逆变器C如图3.4c所示。最大可用功率稳定在平均31W，逆变器A为30.1W，逆变器B为28.9W， 逆变

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器C为29.2W。所有的转换器工作在低于MPP功率的水平。这是由于来自钨丝灯的热应力。它是众所周知，温度升高时太阳能板的电压降低功率也下降。因此难以提供准确的比较，因为逆变器有不同的响应时间。逆变器A和B在开启的空闲时间内分别有为8和5s的上升时间。相反，逆变器C具有一个较长的上升时间，为10s。这缓慢的反应是由于图2.4所示算法的“delay1”模块，这是用来维持足够大的直流母线电压和防止电网电流出现跌落波形。如果输入功率增加太快直流环节电压低于电网电压（来补偿能量的不平衡），系统不再是可控的。因此，输入功率稳步上升的同时，必须要始终保持电压直流环节大于电网电压幅度。这问题可以通过使用一个更快的直流环节电压校正反馈来解决。

将该系统在阳光改变的户外条件测试，即晴朗并且多云的天气。图3.5和3.6显示太阳辐射强度和从光伏电池板获取的功率数。可以看出，控制器跟踪近似对应于日光照度水平的最大功率。

图3.3电网的电压和电流

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图3.4逆变器的功率点跟踪

图3.5功率输出

图3.6光照强度

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5结论

最大功率点跟踪算法和输入电网功率控制作为一个的单一的控制单元已被提出，其将与电网连接光伏电池的动态特性考虑了进去。结果表明，PCU从光伏电池获得恒定功率的同时将波动的瞬时功率有效地输入到电网。根据这项方案所提出的控制策略在最大功率和维持功率变换器的稳定性方面提供了一个简单的解决方法。实验结果表明了本方法与其他商业解决方案相比的有效性，以及应对多变的天气条件时其令人满意的工作性能。他们同样证明了集成控制算法能成功维持设备在最大功率点处工作。

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Dynamic maximum power injection control of ACphotovoltaic modules using current-mode control

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