OFDM系统中的信道估计技术

２００７年１月　第３０卷第１期　四川师范大学学报（自然科学版）　Ｊｏｕｒｎａｌ　ｏｆ　Ｓｉｃｈｕａｎ　Ｎｏｒｍａｌ　Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ（Ｎａｔｕｒｌａ　Ｓｃｉｅｎｃｅ）　Ｊａｎ．，２００７　Ｖｏ１．３０．Ｎｏ．１　ＯＦＤＭ系统中的信道估计技术　蒋　涛　（四川师范大学物理与电子工程学院，四川成都６１ｏｏ６６）　摘要：介绍了ＯＦＤＭ系统中的信道估计技术，着重分析了基于导频插入的信道估计方法，并研究了基于　最小二乘的信道估计方法，利用多径衰落信道对不同插值方法的性能进行了比较．　关键词：ＯＦＤＭ；信道估计；插值　中图分类号：ＴＮ９１５．９　文献标识码：Ａ　文章编号：１００１－８３９５（２００７）０１－０１２４－０３　０引言　近年，正交频分复用（ＯＦＤＭ）作为一种可以抗　良好同步的条件下可以消除符号间干扰．　假如使用非相干ＯＦＤＭ系统…，系统的复杂度　多径的高速传输技术，在移动通信领域引起广泛关　注．正交频分复用的基本原理就是在频域内将总的　信道分成许多带宽相等的正交子信道，在每个子信　道上使用一个子载波调制各自的信息符号，并且各　子载波并行传输．假如在每个ＯＦＤＭ符号前面插人　符号保护间隔并采用ＣＰ（循环前缀）的形式，保证　信道冲激响应的长度小于ＣＰ的长度，则接收端在　将降低，但有３４　ｄＢ的性能下降．假如采用相干系　统，信道估计技术显得很重要．信道估计是通信领　域的一个研究热点，它是进行相关检测、解调和均　衡的基础．　１系统描述　基于导频进行信道估计的ＯＦＤＭ系统　见图１、　二进制　信息　ＡＷＧＮ　输出　信息　ｙ（　），（ｎ）　），。（ｎ）　ｗ（一）　图１基带ＯＦＤＭ系统　Ｆｉｇ．１　ＯＦＤＭ　ｂａｓｅｂａｎｄ　ｓｙｓｔｅｍ　二进制信息通过映射模块调制为数据符号，在　插人导频后，ＩＤＦＴ模块被用来把长度为Ⅳ的数据　序列　（｜ｉ｝）变换为时域信号　（ｎ）．　＿ｖ—ｌ　ｌ间隔选为循环前缀，则可消除载波间干扰（ＩｃＩ）．加　人保护间隔后，信号序列变为　（ｎ）：Ｊ　（Ⅳ＋ｎ），，Ｉ＝一　，一　＋　，…，一　；（２）　。ｔｘ（ｎ），　，ｌ＝０，１’２，…，Ｎ一１，　（，Ｉ）＝ＩＤＦＴ｛Ｘ（ｋ）｝＝∑Ｘ（ｋ）ｅｉ（２　），　ｋ　。一＝０　ｎ＝０，１，２，…，Ⅳ一１，　（１）　Ⅳ是ＤＦＴ的长度，在ＩＤＦＴ模块后，在ＯＦＤＭ符号前　是保护间隔的长度．发送端的信号通过多径瑞利　衰落信道，接受端的接收信号为　），　（，Ｉ）＝　（，Ｉ）Ｑ　ｈ（，Ｉ）＋　（，Ｉ），　（３）　其中　（ｎ）是加性高斯白噪声，ｈ（ｎ）是信道冲激响　加保护间隔，目的是消除符号间干扰（ＩｓＩ）．若保护　收稿日期：２００４－０１—１２　系作者简介：蒋涛（１９７３一），男，讲师　维普资讯 http://www.cqvip.com

第１期　蒋涛：ＯＦＤＭ系统中的信道估计技术　应．　（ｎ）可表示为　通过ＤＦｒ模块后，就进入信道估计模块．提取出导　（ｎ）＝∑　。ｅ“　（ｎ一　），　（４）　频信号，在信道估计模块就可以得到估计的信道频　域响应　（　），然后发送数据被估计为　＝　。，０≤ｎ≤Ｎ一１，　其中，ｒ是多径数目，ｈ　是第ｉ条径的复冲激响应　：　是第ｉ条径的多普勒频移，　是采样间隔．到达接收　ｋ＝ｏ，　一，Ｊ７ｖ－１．（７）　最后，经过判决，经过Ｄｅｍａｐ模块，可得到发送的二　机后，经过Ａ／Ｄ变换和低通滤波，保护间隔被除去，　信号变为　Ｙ（ｎ）＝Ｙ　（ｎ＋　），ｎ＝０，１，…，Ｎ一１．（５）　然后Ｙ（ｎ）进入ＤＦｒ模块，进行ＤＦｒ变换，得到　１　进制信息数据．　２基于梳状导频的信道估计　在基于导频的信道估计中，有两种导频插入配　置：一种是梳状导频，另一种是块状导频．图２显示　了两种不同的导频插入配置．　Ｎ一１　ｌ，（　）＝ＤＦＴ｛ｙ（ｎ）｝＿　ｅ－ｉ（２￣ＵＶＮ）Ｙ（ｎ），　（６）　ｋ＝０，１，２，…，Ｎ一１．　唇　厘　鲁　鲁　频率　（ａ）梳状　频率　（ｂ）块状　图２不同的导频插入配置　Ｆｉｇ．２　ＣＯｎｆｉｇｕｒａｔｉ０ｎ　ｏｆ　ｐｉｌｏｔ　ｉｎｓｅｒｔｉｏｎ　从图２可以看出，对于梳状导频配置，每个　３插值方法　得到了导频子载波处的信道估计ＨＤ后，就需　要通过导频位置获取的信道信息较好地恢复出其　它子载波的信道信息．这里有很多方法，其中基于　插值的方法简单而有效，插值方法有多种，比如线　性插值、ｃｕｂｉｃ插值和二阶插值等等．本文主要讨论　线性插值和ｃｕｂｉｃ插值．　ＯＦＤＭ符号的部分子载波总是被用来承载导频信　号，对于块状导频，则是定时发送一导频序列．本文　着重讨论基于梳状导频的信道估计，在梳状导频为　基础的信道估计中，Ｊ７ｖ。个导频信号被均匀地插入　Ｘ（ｋ）中，可以求出基于ＬＳ（Ｌｅａｓｔ　Ｓｑｕａｒｅｓ）估计的　导频子载波处的信道估计，目标是使给定数据ｌ，Ｄ和　无噪声数据　。之差的平方达到最小，也即是使如　下代价函数最小　ＮＰ一１　线性插值法利用前后两个相邻的导频子信道　信息来确定位于它们之间的数据子信道的信道响　应．由导频子载波处的信道估计，使用线性插值可　以得到数据子载波处的信道估计　（ｋ）＝Ｈｅ（ｍＬ＋ｆ）＝（月＿Ｄ（ｍ＋１）一　１　。　Ｊ（Ｈ　）＝∑Ｉ　（　）一Ｘ　（　）Ｉ　２．　（８）　通过使（８）式最小化可获得导频子载波处的信道估计　Ｈｐ＝　．　上式省略了导频子载波标号ｋ，ｌ，ｐ和　是相应导频　子载波的输出和输入．当然也可采用ＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉ—　ｍｕｌｎ　Ｍｅａｎ　Ｓｑｕａｒｅ　Ｅｒｒｏｒ）估计方法，这是性能最好的　方法，然而ＭＭＳＥ需要计算一个Ｑ矩阵的逆，当矩阵　很大时计算量很大，这一点不符合实现复杂度小的　要求，因此了它的应用．本文主要研究Ｌｓ估计．　（ｍ））　＋Ｈｐ（ｍ），０≤ｆ＜Ｌ．　（１ｏ）　』’　ｃｕｂｉｃ插值法与线性插值法类似，都是利用已　有数据得到插值曲线，不同的是线性插值利用两个　数据点产生简单的插值曲线，而ｃｕｂｉｃ插值利用４　个数据点产生三阶方程来插值数据．　维普资讯 http://www.cqvip.com

四川师范大学学报（自然科学版）　３０卷　４仿真结果　为了对论文的上述思想进行验证，笔者进行了　图３显示了发送信号在信噪比２０　ｄＢ情况下　通过多径信道后，接收信号的星座图，从图３可以　看出，它的幅度和相位都发生了失真．图４显示了　经过Ｌｓ估计和插值后的估计的信号星座图．从图４　可以看出，对失真的信号补偿得较好．图５显示了　计算机仿真进行仿真的ＯＦＤＭ系统的主要参数为　子载波总数目Ｍ＝２５６，循环前缀长度Ｃ　＝５４，导频　比为１／８，发送数据符号采用１６ＱＡＭ的调制方式，传　播信道为４径瑞利衰落信道．在本文的仿真中，假设　系统同步是良好的，因为本文主要关注信道估计的　性能．以下是对Ｌｓ信道估计加不同插值方法在不同　信噪比下，进行性能仿真的结果（如图３－５所示）．　采用Ｌｓ信道估计的ＯＦＤＭ系统的ＢＥＲ性能，其中　导频插入方式是基于梳状安排的．从图５可以看　出，ｃｕｂｉｃ插值性能略好于线性插值，那是因为ｃｕｂｉｃ　插值曲线更光滑，插值噪声更小．　ＳＮＲ，ｄＢ　图３接收信号的星座　Ｆｉｇ．３　Ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ　ｏｆ　ｒｅｃｅｉｖｅｄ　ｓｉｇｎａｌ　图４均衡后的星座　Ｆｉｇ．４　Ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ　ａｆｔｅｒ　ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ　图５　ＯＦＤＭ系统的ＢＥ．Ｒ性能　Ｆｉｇ．５　ＢＥＲ　ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ　ｏｆ　ＯＦＤＭ　ｓｙｓｔｅｍ　５结语　基于ＯＦＤＭ的信道估计技术是一个很有意义　的研究方向，除了本文提到的基于导频的信道估计　外，还有频率利用率更高的盲估计等，此外随着多　参考文献　输人多输出技术（ＭＩＭＤ）的发展，ＭＩＭＤ—ＯＦＤＭ系　统的信道估计也成了研究热点．ＯＦＤＭ信道估计技　术的不断发展将为基于ＯＦＤＭ的新一代移动通信　系统提供强有力的支持．　［１］Ｍｉｎｎ　Ｈ，Ｂｈａｒｇａｖａ　Ｖ　Ｋ．Ａｎ　ｉｎｖｅｓｉｔｇａｔｉｏｎ　ｉｎｔｏ　ｔｉｍｅ－ｄｏｍａｉｎ　ａｐｐｒｏａｃｈ　ｆｏｒ　ＯＦＤＭ　ｃｈａｎｎｅｌｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ［Ｊ］．ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ　ｏｎ　Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ，２０００，４６（４）：２４０－２４８．　［２］Ｃｏｌｅｒｉ　Ｓ，Ｅｒｇｅｎ　Ｍ，Ｐｕｒｉ　Ａ，ｅｔ　ａ１．Ｃｈａｎｎｅｌ　ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ　ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ　ｂａｓｅｄ　ｏｎ　ｐｉｌｏｔ　ａｒｒａｎｇｅｍｅｎｔ　ｉｎ　ＯＦＤＭ　ｓｙｓｔｅｍｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ．　ａｃｔｉｏｎｓ　ｏｎ　Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ，２００２，４８（３）：２２３ｏ２２９．　．　Ｃｈａｎｎｅｌ　Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ　ｉｎ　ＯＦＤＭ　Ｓｙｓｔｅｍ　Ｊ　ＮＧ　Ｔａｏ　（Ｃｏｌｌｅｇｅ　ｏｆＰｈｙｓｉｃｓ　ａｎｄ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ　Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ，Ｓ￣ｈｕａｎ　Ｎｏｒｍａｌ　，Ｃｈｅｎｇｄｕ　６１００６６，Ｓ／ｃｈｕａｎ）　Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｉｎ　ｔｈｉｓ　ｐａｐｅｒ，ｃｈａｎｎｅｌ　ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ　ｍｅｔｈｏｄｓ　ｉｎ　ＯＦＤＭ　ｓｙｓｔｅｍ＆ｒｅ　ｄｅｓｃｒｉｂｅｄ．Ｅｓｐｅｃｉａｌｌｙ，ｗｅ　ｉｎｔｒｏｄｕｃｅ　ｃｈａｎｎｅｌ　ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ　ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ　ｂａｓｅｄ　ｏｎ　ｐｉｌｏｔ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ．Ｆｕｒｔｈｅｒｍｏｒｅ，ｗｅ　ｉｎｔｒｏｄｕｃｅ　ｃｈａｎｎｅｌ　ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ　ｂａｓｅｄ　ｏｎ　ＬＳ　ｍｅｔｈｏｄ．Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ　ｃｏｍｐａｒｉｓｉｏｎｓ　ｏｆ　ｄｉｆｅｒｅｎｔ　ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ　ｍｅｔｈｏｄｓ　ｉｎ　ｍｕｌｔｉｐａｔｈ　ａｔｔｅｎｕａｔｉｏｎ　ｃｈａｎｎｅｌｓ　ａｌｅ　ｐｒｅｓｅｎｔｅｄ．　Ｋｅｙ　ｗｏｒｄｓ：ＯＦＤＭ；Ｃｈａｎｎｅｌ　ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ；Ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ　（编辑刘　刚）